JPH02214224A - ディジタル・アナログ変換器 - Google Patents
ディジタル・アナログ変換器Info
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- JPH02214224A JPH02214224A JP1034570A JP3457089A JPH02214224A JP H02214224 A JPH02214224 A JP H02214224A JP 1034570 A JP1034570 A JP 1034570A JP 3457089 A JP3457089 A JP 3457089A JP H02214224 A JPH02214224 A JP H02214224A
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- Japan
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- pulse width
- width modulation
- modulation waveform
- digital data
- waveform
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- Pending
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M1/0617—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence
- H03M1/0675—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence using redundancy
- H03M1/0678—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence using redundancy using additional components or elements, e.g. dummy components
- H03M1/068—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence using redundancy using additional components or elements, e.g. dummy components the original and additional components or elements being complementary to each other, e.g. CMOS
- H03M1/0682—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence using redundancy using additional components or elements, e.g. dummy components the original and additional components or elements being complementary to each other, e.g. CMOS using a differential network structure, i.e. symmetrical with respect to ground
-
- H—ELECTRICITY
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M1/0614—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of harmonic distortion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
- H03M1/82—Digital/analogue converters with intermediate conversion to time interval
- H03M1/822—Digital/analogue converters with intermediate conversion to time interval using pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/50—Digital/analogue converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
- H03M3/502—Details of the final digital/analogue conversion following the digital delta-sigma modulation
- H03M3/506—Details of the final digital/analogue conversion following the digital delta-sigma modulation the final digital/analogue converter being constituted by a pulse width modulator
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ａ 産業上の利用分野
本発明は、人力ディジタルデータをパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ： Ｐｕ１ｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
）波形に変換してアナログ化する所謂ＰＷ、Ｍ方式のデ
ィジタル・アナログ変換器に関する。
Ｍ： Ｐｕ１ｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
）波形に変換してアナログ化する所謂ＰＷ、Ｍ方式のデ
ィジタル・アナログ変換器に関する。
Ｂ 発明の概要
本発明は、所謂ＰＷＭ方式のディジタル・アナログ変換
器において、入力ディジタルデータに応じたパルス幅変
調波形と上記入力ディジタルデータの２の補数データに
応じたパルス幅変調波形の差成分を差動増幅手段にて取
り出して、その差動出力波形の高域成分を除去してアナ
ログ出力信号とすることにより、歪み率を改善するよう
にしたものである。
器において、入力ディジタルデータに応じたパルス幅変
調波形と上記入力ディジタルデータの２の補数データに
応じたパルス幅変調波形の差成分を差動増幅手段にて取
り出して、その差動出力波形の高域成分を除去してアナ
ログ出力信号とすることにより、歪み率を改善するよう
にしたものである。
Ｃ従来の技術
一般に、人力ディジタルデータをアナログ信号に変換す
るディジタル・アナログ変換器としては、入力ディジタ
ルデータをＰＷＭ波形に変換してアナログ化する所謂Ｐ
ＷＭ方式や、入力ディジタルデータをパルス振幅変Ｕｆ
４（ＰＡＭ： Ｐｕ１ｓｅ Ａ＋ｓｐｌｉｔｕｄｅＭｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ）波形に変換してアナログ化する所謂
ＰＡＭ方弐等の各種方式のものが知られている。
るディジタル・アナログ変換器としては、入力ディジタ
ルデータをＰＷＭ波形に変換してアナログ化する所謂Ｐ
ＷＭ方式や、入力ディジタルデータをパルス振幅変Ｕｆ
４（ＰＡＭ： Ｐｕ１ｓｅ Ａ＋ｓｐｌｉｔｕｄｅＭｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ）波形に変換してアナログ化する所謂
ＰＡＭ方弐等の各種方式のものが知られている。
また、従来より、所謂ＣＤやＤＡＴ等のディジタルオー
ディオ信号の処理システムでは、ディジタルデータから
アナログオーディオ信号を復号する場合の所謂量子化雑
音を低減するための手法として、ナイキストの定理に従
ったサンプリング周波数ｒ、のディジタルデータについ
て、ｎ倍のサンプリング周波数ｎ−ｆ＊のディジタルデ
ータに変換する所謂オーバーサンプリング処理や、雑音
の周波数分布特性を変えてＳ／Ｎ比を改善する所謂ノイ
ズシェービング処理等の各種手法が提案されており、例
えば特開昭６１〜１７７８１９号公報に開示されている
ように、上記所謂オーバーサンプリング処理や所謂ノイ
ズシェービング処理の施されたディジタルデータをディ
ジタル・アナログ変換器にてアナログ化することにより
、量子化雑音の少ないアナログオーディオ信号を得るよ
うにしている。
ディオ信号の処理システムでは、ディジタルデータから
アナログオーディオ信号を復号する場合の所謂量子化雑
音を低減するための手法として、ナイキストの定理に従
ったサンプリング周波数ｒ、のディジタルデータについ
て、ｎ倍のサンプリング周波数ｎ−ｆ＊のディジタルデ
ータに変換する所謂オーバーサンプリング処理や、雑音
の周波数分布特性を変えてＳ／Ｎ比を改善する所謂ノイ
ズシェービング処理等の各種手法が提案されており、例
えば特開昭６１〜１７７８１９号公報に開示されている
ように、上記所謂オーバーサンプリング処理や所謂ノイ
ズシェービング処理の施されたディジタルデータをディ
ジタル・アナログ変換器にてアナログ化することにより
、量子化雑音の少ないアナログオーディオ信号を得るよ
うにしている。
Ｄ 発明が解決しようとする課題
ところで、上記ＰＡＭ方式のディジタル・アナログ変換
器は、原理的に直線性が良好で歪みの少ないアナログ変
換出力信号を得ることができるのであるが、入力ディジ
タルデータの各ビットの重みに正確に対応する高精度の
抵抗加算回路や電流加算回路を必要とし、分解能を高め
ようとすると回路規模が大きくなり、しかも、回路全体
を高精度に形成しなければならないという問題点がある
。
器は、原理的に直線性が良好で歪みの少ないアナログ変
換出力信号を得ることができるのであるが、入力ディジ
タルデータの各ビットの重みに正確に対応する高精度の
抵抗加算回路や電流加算回路を必要とし、分解能を高め
ようとすると回路規模が大きくなり、しかも、回路全体
を高精度に形成しなければならないという問題点がある
。
また、上記ＰＷＭ方式のディジタル・アナログ変換器は
、回路構成が簡単であるが、例えば第６図に示すように
３ビツト７値の入力ディジタルデータＤｔ＋ Ｄｉ、
０５．０４． Ｄｉ Ｄｉ、 Ｄ ＋ に応したパルス
幅Ｗ ｙ 、Ｗ ＆ 、Ｗ ｓ 、 Ｗ ａ 、 Ｗ
ｓ 、 Ｗ ！ 、 Ｗ ＋のパルス幅変１４ｍ形を生
成して、ローパスフィルタにて高周波成分を除去するこ
とによりアナログ出力信号を得るような従来のＰＷＭ方
式のディジタル・アナログ変換器において、１ＯＫＨｚ
の正弦波信号に対する上記パルス幅変調波形についてＦ
ＦＴ解析を行った結果を第７図のスペクトラム分布図に
示しであるように、従来のＰＷＭ方式のディジタル・ア
ナログ変換器では、偶数次歪み特に２次歪み成分ＨＤが
大きいという問題点があった。
、回路構成が簡単であるが、例えば第６図に示すように
３ビツト７値の入力ディジタルデータＤｔ＋ Ｄｉ、
０５．０４． Ｄｉ Ｄｉ、 Ｄ ＋ に応したパルス
幅Ｗ ｙ 、Ｗ ＆ 、Ｗ ｓ 、 Ｗ ａ 、 Ｗ
ｓ 、 Ｗ ！ 、 Ｗ ＋のパルス幅変１４ｍ形を生
成して、ローパスフィルタにて高周波成分を除去するこ
とによりアナログ出力信号を得るような従来のＰＷＭ方
式のディジタル・アナログ変換器において、１ＯＫＨｚ
の正弦波信号に対する上記パルス幅変調波形についてＦ
ＦＴ解析を行った結果を第７図のスペクトラム分布図に
示しであるように、従来のＰＷＭ方式のディジタル・ア
ナログ変換器では、偶数次歪み特に２次歪み成分ＨＤが
大きいという問題点があった。
そこで、本発明は、上述の如き従来の問題点に鑑み、構
成が簡単で歪み率の小さな変換特性の良好なディジタル
・アナログ変換器を実現することを目的とし、偶数次の
歪み成分の低減を図るようにした新規な構成を有するＰ
ＷＭ方式のディジタル・アナログ変換器を提供するもの
である。
成が簡単で歪み率の小さな変換特性の良好なディジタル
・アナログ変換器を実現することを目的とし、偶数次の
歪み成分の低減を図るようにした新規な構成を有するＰ
ＷＭ方式のディジタル・アナログ変換器を提供するもの
である。
Ｅ 課題を解決するための手段
本発明に係るディジタル・アナログ変換器は、上述の目
的を達成するために、入力ディジタルデータに応じたパ
ルス幅変調波形を生成する第１のパルス幅変調波形生成
手段と、上記入力ディジタルデータの２の補数データに
応したパルス幅変調波形を生成する第２のパルス幅変調
波形生成手段と、上記第１および第２のパルス幅変調波
形生成手段による各パルス幅変調波形出力の差成分を取
り出す差動増幅手段と、上記差動増幅手段にて得られる
差動出力波形の高域成分を除去したアナログ出力信号を
出力するフィルタ手段とを備え、入力ディジタルデータ
に応じたパルス幅変調波形と上記入力ディジタルデータ
の２の補数データに応じたパルス幅変調波形の差成分を
差動増幅手段にて取り出して、その差動出力波形の高域
成分を除去してアナログ出力信号とすることを特徴とし
ている。
的を達成するために、入力ディジタルデータに応じたパ
ルス幅変調波形を生成する第１のパルス幅変調波形生成
手段と、上記入力ディジタルデータの２の補数データに
応したパルス幅変調波形を生成する第２のパルス幅変調
波形生成手段と、上記第１および第２のパルス幅変調波
形生成手段による各パルス幅変調波形出力の差成分を取
り出す差動増幅手段と、上記差動増幅手段にて得られる
差動出力波形の高域成分を除去したアナログ出力信号を
出力するフィルタ手段とを備え、入力ディジタルデータ
に応じたパルス幅変調波形と上記入力ディジタルデータ
の２の補数データに応じたパルス幅変調波形の差成分を
差動増幅手段にて取り出して、その差動出力波形の高域
成分を除去してアナログ出力信号とすることを特徴とし
ている。
Ｆ作用
本発明に係るディジタル・アナログ変換器では、第１の
パルス幅変調波形生成手段により生成される入力ディジ
タルデータに応じたパルス幅変調波形と第２のパルス幅
変調波形生成手段により生成される上記入力ディジタル
データの２の補数データに応じたパルス幅変調波形との
差成分を差動増幅手段により取り出し、上記差動増幅手
段にて得られる差動出力波形の高域成分をフィルタ手段
にて除去してアナログ出力信号とする。
パルス幅変調波形生成手段により生成される入力ディジ
タルデータに応じたパルス幅変調波形と第２のパルス幅
変調波形生成手段により生成される上記入力ディジタル
データの２の補数データに応じたパルス幅変調波形との
差成分を差動増幅手段により取り出し、上記差動増幅手
段にて得られる差動出力波形の高域成分をフィルタ手段
にて除去してアナログ出力信号とする。
Ｇ 実施例
以下、本発明に係るディジタル・アナログ変換器の一実
施例について、図面に従い詳細に説明する。
施例について、図面に従い詳細に説明する。
第１図に示す実施例は、ディジタルオーディオ信号の処
理システムにおける復号処理系に本発明を適用したもの
で、１６ビントの再生ディジタルオーディオデータＩ）
ｕｔが入力端子（１）を介してオーバーサンプリング処
理部（２）に供給されている。
理システムにおける復号処理系に本発明を適用したもの
で、１６ビントの再生ディジタルオーディオデータＩ）
ｕｔが入力端子（１）を介してオーバーサンプリング処
理部（２）に供給されている。
上記オーバーサンプリング処理部（２）は、上記再生デ
ィジタルオーディオデータＤ１．４について、そのサン
プリング周波数ｆ、を６４倍のサンプリング周波数６４
・ｆ、のディジタルデータに変換するオーバーサンプリ
ング処理を施し、このオーバーサンプリング処理済のデ
ィジタルデータをノイズシェービング処理部（３）に供
給している。
ィジタルオーディオデータＤ１．４について、そのサン
プリング周波数ｆ、を６４倍のサンプリング周波数６４
・ｆ、のディジタルデータに変換するオーバーサンプリ
ング処理を施し、このオーバーサンプリング処理済のデ
ィジタルデータをノイズシェービング処理部（３）に供
給している。
上記ノイズシェービング処理部（３）は、上記オーバー
サンプリング処理部（２）にて得られるオーバーサンプ
リング処理済の１６ビツトデイジタルデータについて、
３ビツト７値のディジタルデータに丸めて量子化誤差を
除去するノイズシェービング処理を行い、このノイズシ
ェービング処理済の３ビツト７値のディジタルデータを
本発明に係るディジタル・アナログ変換器（４）に供給
している。
サンプリング処理部（２）にて得られるオーバーサンプ
リング処理済の１６ビツトデイジタルデータについて、
３ビツト７値のディジタルデータに丸めて量子化誤差を
除去するノイズシェービング処理を行い、このノイズシ
ェービング処理済の３ビツト７値のディジタルデータを
本発明に係るディジタル・アナログ変換器（４）に供給
している。
上記ディジタル・アナログ変換器（４）は、上記ノイズ
シェービング処理部（３）から供給されるノイズシェー
ビング処理済の３ビツト７値の入力ディジタルデータに
応じたパルス幅変調波形ＰＷＭ 、を生成する第１のパ
ルス幅変調波形生成回路（４１）と、上記入力ディジタ
ルデータを２の補数データに変換する２の補数変換回路
（４２）と、上記２の補数変換回路（４２）を介して供
給される上記入力ディジタルデータの２の補数データに
応じたパルス幅′変調波形ＰＷＭ！を生成する第２のパ
ルス幅変調波形生成回路（４３）と、上記第１および第
２のパルス幅変調波形生成回路（４１）、（４３）によ
る各パルス幅変調波形出力がそれぞれローパスフィルタ
（４４） 、 （４５）が入力端に与えられる差動増幅
器（４６）と、この差動増幅器（４６）による差動出力
波形の高域成分を除去するローパスフィルタフィルタ（
４７）にて構成されている。
シェービング処理部（３）から供給されるノイズシェー
ビング処理済の３ビツト７値の入力ディジタルデータに
応じたパルス幅変調波形ＰＷＭ 、を生成する第１のパ
ルス幅変調波形生成回路（４１）と、上記入力ディジタ
ルデータを２の補数データに変換する２の補数変換回路
（４２）と、上記２の補数変換回路（４２）を介して供
給される上記入力ディジタルデータの２の補数データに
応じたパルス幅′変調波形ＰＷＭ！を生成する第２のパ
ルス幅変調波形生成回路（４３）と、上記第１および第
２のパルス幅変調波形生成回路（４１）、（４３）によ
る各パルス幅変調波形出力がそれぞれローパスフィルタ
（４４） 、 （４５）が入力端に与えられる差動増幅
器（４６）と、この差動増幅器（４６）による差動出力
波形の高域成分を除去するローパスフィルタフィルタ（
４７）にて構成されている。
上記第１のパルス幅変調波形生成回路（４１）は、上記
ノイズシェービング処理部（３）から供給されるノイズ
シェービング処理済の３とット７値の入力ディジタルデ
ータに対して、第２図に示すように、上記入力ディジタ
ルデータＤ ｔ＋ Ｄ ６１ Ｄ Ｓ＋ Ｄ ４ｒＤコ
＋ Ｄ ！＋ Ｄ Ｉ に応じたパルス幅Ｗ ＩＬ＋
Ｗ１６＋ ｗ、、。
ノイズシェービング処理部（３）から供給されるノイズ
シェービング処理済の３とット７値の入力ディジタルデ
ータに対して、第２図に示すように、上記入力ディジタ
ルデータＤ ｔ＋ Ｄ ６１ Ｄ Ｓ＋ Ｄ ４ｒＤコ
＋ Ｄ ！＋ Ｄ Ｉ に応じたパルス幅Ｗ ＩＬ＋
Ｗ１６＋ ｗ、、。
Ｗ ＋ ａ ＋ Ｗ ＋ ３１ Ｗ ＋ ｚ ＋ Ｗ
＋ ＋で、！サンプリング期間工３の中心タイミングｔ
、に対して左右対称の第２図に示す如きパルス幅変調波
形ＰＷＭ 、をマスタークロックＣＫ、、に同期して生
成する。
＋ ＋で、！サンプリング期間工３の中心タイミングｔ
、に対して左右対称の第２図に示す如きパルス幅変調波
形ＰＷＭ 、をマスタークロックＣＫ、、に同期して生
成する。
また、上記第２のパルス幅変調波形生成回路（４３）は
、上記２の補数変換回路（４２）を介して供給される上
記入力ディジタルデータＤ ｑ、 Ｄ ｂ、 Ｄ Ｓ＋
Ｄ ４Ｄ ｓ、 Ｄ ｚ、Ｄ Ｉの２の補数データに
応じたパルス幅Ｗｔフ＋ ｗｆ＆、 ｗ、Ｓ、
Ｗ！４１ ｗ！３． Ｖ／１ｆｆｉ、 ｗｔ＋で
・ｌサンプリング期間工、の中心タイミング１．に対し
て左右対称の第３図に示す如きパルス幅変調波形ＰＷＭ
、をマスタークロックＣＫＭＳに同期して生成する。
、上記２の補数変換回路（４２）を介して供給される上
記入力ディジタルデータＤ ｑ、 Ｄ ｂ、 Ｄ Ｓ＋
Ｄ ４Ｄ ｓ、 Ｄ ｚ、Ｄ Ｉの２の補数データに
応じたパルス幅Ｗｔフ＋ ｗｆ＆、 ｗ、Ｓ、
Ｗ！４１ ｗ！３． Ｖ／１ｆｆｉ、 ｗｔ＋で
・ｌサンプリング期間工、の中心タイミング１．に対し
て左右対称の第３図に示す如きパルス幅変調波形ＰＷＭ
、をマスタークロックＣＫＭＳに同期して生成する。
すなわち、上記第１および第２のパルス幅変調波形生成
回路（４１） 、 （４３）は、上記入力ディジタルデ
ータＩ）ｖ、Ｄｈ、Ｄｓ、Ｄｎ、Ｄｓ、Ｄｔ、Ｄｌ に
対して、Ｗ 、 ｑ ＝ Ｗ 、 、 、 Ｗ 、 、
＝ Ｗ ！ ｚ 、 Ｗ 、 ５ ＝ Ｗ 、 、
、 Ｗ 、 、 ＝ Ｗ！ ａ ＋ Ｗ ＋ ｓ ＝
Ｗ ！ ｓ ＋ Ｗ ＋ ！ ＝ Ｗ ｚ ｈ ＋ Ｗ
＋ ＋ ＝ Ｗ ｚフに規定した１サンプリング期間
Ｔ、の中心タイミングＬ。
回路（４１） 、 （４３）は、上記入力ディジタルデ
ータＩ）ｖ、Ｄｈ、Ｄｓ、Ｄｎ、Ｄｓ、Ｄｔ、Ｄｌ に
対して、Ｗ 、 ｑ ＝ Ｗ 、 、 、 Ｗ 、 、
＝ Ｗ ！ ｚ 、 Ｗ 、 ５ ＝ Ｗ 、 、
、 Ｗ 、 、 ＝ Ｗ！ ａ ＋ Ｗ ＋ ｓ ＝
Ｗ ！ ｓ ＋ Ｗ ＋ ！ ＝ Ｗ ｚ ｈ ＋ Ｗ
＋ ＋ ＝ Ｗ ｚフに規定した１サンプリング期間
Ｔ、の中心タイミングＬ。
に対して左右対称の各パルス幅を有するパルス幅変調波
形ＰＷＭ、、ＰＷ？ｈマスタークロックＣＫｓｓに同期
して生成するようになっている。
形ＰＷＭ、、ＰＷ？ｈマスタークロックＣＫｓｓに同期
して生成するようになっている。
そして、上記第１および第２のパルス幅変調波形生成回
路（４１）、（４３）による各パルス幅変調波形ＰＷＭ
＋、ＰＷＭ＊出力がそれぞれローパスフィルタ（４４）
（４５）を介して入力端に与えられる上記差動増幅器（
４６）では、上記各パルス幅変調波形ＰＷＭ＋、ＰＷＭ
ｔに対する差動出力として、上記入力ディジタルデータ
ＤＩＤ＆＋０５．Ｄ４．Ｄ３．Ｄｔ、Ｄｒ に対して第
４図に示すような差動出力波形ＰＷＭ。が得られる。
路（４１）、（４３）による各パルス幅変調波形ＰＷＭ
＋、ＰＷＭ＊出力がそれぞれローパスフィルタ（４４）
（４５）を介して入力端に与えられる上記差動増幅器（
４６）では、上記各パルス幅変調波形ＰＷＭ＋、ＰＷＭ
ｔに対する差動出力として、上記入力ディジタルデータ
ＤＩＤ＆＋０５．Ｄ４．Ｄ３．Ｄｔ、Ｄｒ に対して第
４図に示すような差動出力波形ＰＷＭ。が得られる。
ここで、上記各ローパスフィルタ（４４） 、 （４５
）は、上記第１および第２のパルス幅変調波形生成回路
（４１） 、 （４３）による各パルス幅変調波形四Ｍ
＋、ＰすＭｚ比出力立ち上がりエツジおよび立ち下がり
エツジ部分の傾斜を上記差動増幅器（４６）の応答速度
に応した傾きに制限するもので、原理的に上記差動増幅
器（４６）が理想的な動作特性を有してものであれば省
略することができる。
）は、上記第１および第２のパルス幅変調波形生成回路
（４１） 、 （４３）による各パルス幅変調波形四Ｍ
＋、ＰすＭｚ比出力立ち上がりエツジおよび立ち下がり
エツジ部分の傾斜を上記差動増幅器（４６）の応答速度
に応した傾きに制限するもので、原理的に上記差動増幅
器（４６）が理想的な動作特性を有してものであれば省
略することができる。
そして、このディジタル、アナログ変換器（４）は、上
記差動増幅器（４６）による差動出力波形ｐｔｖｎ。
記差動増幅器（４６）による差動出力波形ｐｔｖｎ。
の高域成分を上記ローパスフィルタフィルタ（４７）に
て除去することにより、上記入力ディジタルデークＤ嗜
、Ｄ６＋Ｄｓ＋Ｄ４．Ｄｓ、Ｄｔ、Ｄｒすなわち上記入
力端子（１）に供給される１６ビツトの再生ディジタル
オーディオデータＤＩＮに応じたアナログ出力信号Ｓ、
ｕ？を信号出力端子（５）から出力する。
て除去することにより、上記入力ディジタルデークＤ嗜
、Ｄ６＋Ｄｓ＋Ｄ４．Ｄｓ、Ｄｔ、Ｄｒすなわち上記入
力端子（１）に供給される１６ビツトの再生ディジタル
オーディオデータＤＩＮに応じたアナログ出力信号Ｓ、
ｕ？を信号出力端子（５）から出力する。
この実施例のディジタル・アナログ変換器（４）では、
１０ＫＨｚの正弦波のディジタルデータに対して上記差
動増幅器（４６）にて得られる差動出力波形ＰＷＭ。に
ついてのＦＦＴ解析結果を第５図のスペクトラム分布図
に示しであるように、偶数次の波形歪み特に２次歪成分
が低減されており、構成が簡単で歪み率の小さな変換特
性の良好なディジタル・アナログ変換器を実現すること
できた。
１０ＫＨｚの正弦波のディジタルデータに対して上記差
動増幅器（４６）にて得られる差動出力波形ＰＷＭ。に
ついてのＦＦＴ解析結果を第５図のスペクトラム分布図
に示しであるように、偶数次の波形歪み特に２次歪成分
が低減されており、構成が簡単で歪み率の小さな変換特
性の良好なディジタル・アナログ変換器を実現すること
できた。
ここで、この実施例のディジタル・アナログ変換器（４
）では、上記入力ディジタルデータを２の補数変換回路
（４２）を介して上記第２のパルス幅変調波形生成回路
（４３）に供給するようにしたが、第１表 第１表に示すように、それぞれ上記入力ディジタルデー
タＤｑ、Ｄｈ、Ｄｓ、Ｄａ、Ｄ３．Ｄｚ、Ｄ−を読み出
しアドレスとする各パルス幅のパルス幅変調波形（Ｐｌ
、）、 （ＰＷＭりデータを予め記憶したルックアップ
テーブルメモリにて上記第１および第２のパルス幅変調
波形生成回路（旧）、（４３）を構成し、上記第１およ
び第２のパルス幅変調波形生成回路（４１）（４３）に
て各パル・ス幅変調波形（ＰＷＭ＋）、（ＰＷＭｚ）を
上記入力ディジタルデータＤｔ、 Ｄ！＋ ＤＳ＋ Ｄ
４． ＤＩ Ｄ８、Ｄ、から直接形成するようにしても
良い。
）では、上記入力ディジタルデータを２の補数変換回路
（４２）を介して上記第２のパルス幅変調波形生成回路
（４３）に供給するようにしたが、第１表 第１表に示すように、それぞれ上記入力ディジタルデー
タＤｑ、Ｄｈ、Ｄｓ、Ｄａ、Ｄ３．Ｄｚ、Ｄ−を読み出
しアドレスとする各パルス幅のパルス幅変調波形（Ｐｌ
、）、 （ＰＷＭりデータを予め記憶したルックアップ
テーブルメモリにて上記第１および第２のパルス幅変調
波形生成回路（旧）、（４３）を構成し、上記第１およ
び第２のパルス幅変調波形生成回路（４１）（４３）に
て各パル・ス幅変調波形（ＰＷＭ＋）、（ＰＷＭｚ）を
上記入力ディジタルデータＤｔ、 Ｄ！＋ ＤＳ＋ Ｄ
４． ＤＩ Ｄ８、Ｄ、から直接形成するようにしても
良い。
Ｈ発明の効果
本発明によれば、第１のパルス幅変調波形生成手段によ
り生成される人力ディジタルデータに応じたパルス幅変
調波形と第２のパルス幅変調波形生成手段により生成さ
れる上記入力ディジタルデータの２の補数データに応じ
たパルス幅変調波形との差動成分を信号合成手段により
取り出し、上記信号合成手段にて得られる差成出力成分
中の高域成分をフィルタ手段にて除去してアナログ出力
信号とすることにより、偶数次の歪み成分の低減を図っ
て歪み率を改善することができ、構成が簡単で歪み率の
小さな変換特性の良好なディジタル・アナログ変換器を
提供することができる。
り生成される人力ディジタルデータに応じたパルス幅変
調波形と第２のパルス幅変調波形生成手段により生成さ
れる上記入力ディジタルデータの２の補数データに応じ
たパルス幅変調波形との差動成分を信号合成手段により
取り出し、上記信号合成手段にて得られる差成出力成分
中の高域成分をフィルタ手段にて除去してアナログ出力
信号とすることにより、偶数次の歪み成分の低減を図っ
て歪み率を改善することができ、構成が簡単で歪み率の
小さな変換特性の良好なディジタル・アナログ変換器を
提供することができる。
第１図は本発明に係るディジタル・アナログ変換器を通
用したディジタルデータの復号処理系のブロック構成図
、第２図は上記ディジタル、アナログ変換器を構成する
第１のパルス幅変調波形生成回路によるパルス幅変調波
形を示す波形図、第３図は上記ディジタル・アナログ変
換器を構成する第２のパルス幅変調波形生成回路による
パルス幅変調波形を示す波形図、第４図は上記ディジク
ル・アナログ変換器を構成する差動増幅器による差動出
力波形を示す波形図、第５図は上記差動増幅器の差動出
力波形のＦＦＴ解析の結果を示すスペクトラム分布図で
ある。 第６図は従来より知られているＰＷＭ方式のディジタル
・アナログ変換器におけるＰＷＭ波形を示す波形図、第
７図は上記ＰＷＭ波形のＦＦＴ解析の結果を示すスペク
トラム分布図である。 （４）・・・・・・・・・ （４１）、（４３） ・・・・ （４２） ・・・・・・・・・ （４６）・・・・・・・・・ （４７）・・・・・・・・・ ディジタル・アナログ変換器 パルス幅変調波形生成回路 ２の補数変換回路 差動増幅器 ローパスフィルタ
用したディジタルデータの復号処理系のブロック構成図
、第２図は上記ディジタル、アナログ変換器を構成する
第１のパルス幅変調波形生成回路によるパルス幅変調波
形を示す波形図、第３図は上記ディジタル・アナログ変
換器を構成する第２のパルス幅変調波形生成回路による
パルス幅変調波形を示す波形図、第４図は上記ディジク
ル・アナログ変換器を構成する差動増幅器による差動出
力波形を示す波形図、第５図は上記差動増幅器の差動出
力波形のＦＦＴ解析の結果を示すスペクトラム分布図で
ある。 第６図は従来より知られているＰＷＭ方式のディジタル
・アナログ変換器におけるＰＷＭ波形を示す波形図、第
７図は上記ＰＷＭ波形のＦＦＴ解析の結果を示すスペク
トラム分布図である。 （４）・・・・・・・・・ （４１）、（４３） ・・・・ （４２） ・・・・・・・・・ （４６）・・・・・・・・・ （４７）・・・・・・・・・ ディジタル・アナログ変換器 パルス幅変調波形生成回路 ２の補数変換回路 差動増幅器 ローパスフィルタ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力ディジタルデータに応じたパルス幅変調波形を生成
する第１のパルス幅変調波形生成手段と、上記入力ディ
ジタルデータの２の補数データに応じたパルス幅変調波
形を生成する第２のパルス幅変調波形生成手段と、 上記第１および第２のパルス幅変調波形生成手段による
各パルス幅変調波形出力の差成分を取り出す差動増幅手
段と、 上記差動増幅手段にて得られる差動出力波形の高域成分
を除去したアナログ出力信号を出力するフィルタ手段と
を備え、 入力ディジタルデータに応じたパルス幅変調波形と上記
入力ディジタルデータの２の補数データに応じたパルス
幅変調波形の差成分を差動増幅手段にて取り出して、そ
の差動出力波形の高域成分を除去してアナログ出力信号
とすることを特徴とするディジタル・アナログ変換器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1034570A JPH02214224A (ja) | 1989-02-14 | 1989-02-14 | ディジタル・アナログ変換器 |
| US07/479,163 US5021788A (en) | 1989-02-14 | 1990-02-13 | Digital analog converter |
| DE69029751T DE69029751T2 (de) | 1989-02-14 | 1990-02-14 | Digital-Analogwandler |
| EP90400414A EP0383689B1 (en) | 1989-02-14 | 1990-02-14 | Digital-to-analog converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1034570A JPH02214224A (ja) | 1989-02-14 | 1989-02-14 | ディジタル・アナログ変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02214224A true JPH02214224A (ja) | 1990-08-27 |
Family
ID=12417987
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1034570A Pending JPH02214224A (ja) | 1989-02-14 | 1989-02-14 | ディジタル・アナログ変換器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5021788A (ja) |
| EP (1) | EP0383689B1 (ja) |
| JP (1) | JPH02214224A (ja) |
| DE (1) | DE69029751T2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPH04135325A (ja) * | 1990-09-27 | 1992-05-08 | Nec Corp | Ｐｗｍ変換回路 |
| JP2003051724A (ja) * | 2001-08-08 | 2003-02-21 | Sony Corp | デジタルパワーアンプ及びデジタルアナログ変換器 |
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| JPH07118652B2 (ja) * | 1990-10-12 | 1995-12-18 | ヤマハ株式会社 | Ｄａ変換装置 |
| JPH05347563A (ja) * | 1992-06-12 | 1993-12-27 | Sony Corp | Ｄ／ａ変換装置 |
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1989
- 1989-02-14 JP JP1034570A patent/JPH02214224A/ja active Pending
-
1990
- 1990-02-13 US US07/479,163 patent/US5021788A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-02-14 DE DE69029751T patent/DE69029751T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-02-14 EP EP90400414A patent/EP0383689B1/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69029751T2 (de) | 1997-05-15 |
| EP0383689A3 (en) | 1993-04-21 |
| EP0383689A2 (en) | 1990-08-22 |
| DE69029751D1 (de) | 1997-03-06 |
| EP0383689B1 (en) | 1997-01-22 |
| US5021788A (en) | 1991-06-04 |
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