JPH02219339A - 同期復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は、位相変調搬送波信号を復調するための装置に
係る。

Ｂ、従来の技術 差動位相変調搬送波信号を復調するための方式として、
同期方式及び非同期方式の２つの基本的な方式が知られ
ている。

同期方式では、搬送波回復回路を用いて同相及び直交位
相の基準信号を再生し、それらを受信信号及び位相シフ
トされた受信信号と乗算する。そしてその結果を線形結
合することにより、受信信号の２つの変調成分を表わす
一対の復調信号を生成する。非同期復調方式では搬送波
回復回路は使用しない。その代わりに、受信信号及び遅
延させた受信信号を乗算することによって復調信号を生
成する。

非同期復調は搬送波回復回路を必要としないので、簡単
に実現できる。更に、受信信号の複素形式を生成するの
に位相反転フィルタを必要としないので、入力フィルタ
リングも簡単になる。しかし、非同期方式では、乗算プ
ロセスで発生した倍周波数成分を除去するために後置検
波フィルタを必要とする。

受信信号の周期的サンプリングから得られたディジタル
値を用いて復調を行うディジタル信号処理においては、
同期方式の方がより魅力的になる。

というのは、多くの計算をボーレート（例えば６００〜
２４００　Ｈｚ　）で実行できるからである。

非同期方式をディジタル化しようとすると、後置検波フ
ィルタのために少なくとも８　Ｋ　Ｈｚの高いサンプリ
ングレートの動作が必要である。

１９８８年７月１日付の米国特許出願第２１４２５０号
は、入力搬送波信号の同相成分及び直交成分の推定値を
復調プロセスで使用する擬似同期復調器を開示している
。これは一般の同期復調器の構成をとっているが、搬送
波回復回路は持っておらず、その代りに入力搬送波信号
成分の瞬時推一 定値を使用する。これらの搬送波推定値は受信搬送波信
号から直接得られ、その計算から１ボー後に復調器で推
定値を用いることにより、差動位相変調の復調信号が復
調器出力に得られる。

Ｃ０発明が解決しようとする課題 上述の復調器は擬似同期式ではあるが、事実としては本
当の同期式ではない。従って、信号対雑音比及びモデム
の性能を更に向上させるためには、同期復調器が必要で
ある。

従って、本発明の目的は、簡単に実現でき、しかも信号
対雑音比の改善された同期復調器を提供することにある
。

００課題を解決するための手段 本発明に従う復調器は、同相（余弦）成分及び直交（正
弦）成分の推定値を搬送波回復機構への入力として使用
し、適切な位相を導くと共に、同相成分及び直交成分に
おける瞬間的な変動を平均化するもので、これにより信
号対雑音比が改善され、非同期信号処理から同期信号処
理に切替えられる構造が得られる。性能を上げると、単
一の信号処理装置でより多くのモデムを制御することが
できる。

このため、瞬時搬送波推定値を搬送波回復回路へ入力し
て、既存の位相角を有する理想成分と比較することによ
り、位相誤差信号、すなわち同相成分及び直交成分の推
定値と理想成分との間の位相角偏差を生成する。この偏
差は、新しい位相角を生成すべく、既存の位相角及び位
相シフトを組合わされる。次いで、新しく生成された位
相角を正弦表への入力として使用する。正弦表はこの位
相角に応答して、新しい理想正弦成分及び理想余弦成分
を出力する。これらの成分はフィードバックされて、位
相誤差信号と比較される。このフィードバックにより、
位相誤差信号は段階的に減少され、最終的には、実質的
に理想の正弦成分及び余弦成分が得られる。これらは乗
算及び加算手段へ送られ、位相角偏差を引いた同期復調
搬送波信号として回復される。

本発明の同期復調器は入力搬送波信号のサンプルの成分
の推定値を使用するので、前述の擬似同期復調器と同様
↓こ、サンプリングレートではなくボーレートで動作す
ることができる。

Ｅ、実施例 本発明に従う復調器の一実施例を第１図に、この復調器
に入力される搬送波信号Ｒのベクトル図を第２図に示す
。搬送波信号は４相式の信号であり、従ってその位相角
は任意の瞬間において４種類の値のうちの１つをとる。

受信搬送波信号Ｒは、事実上、正弦曲線を描き、次式で
表わすことができる。

Ｒ＝Ａｃｏｓθ＋Ｂ　ｓｉｎθ Ｃｃｏｓ　（θ＋φ）　　　　　　　　　　　（１）上
式において、φ＝２πｆｔであり、ｆはｍ送波信号の周
波数を表わし、ｔは時間を表わす。

第２図かられかるように、ベクトルＲの外端は、φが２
πの倍数である任意の瞬間において４つの点２，４．，
６及び８のうちの１つに位置する。式（１）で表わされ
るベクトルＲのピーク値Ｃはベクトルの長さ、すなわち
第２図に示す円の半径により表わされ、Ｒの瞬時振幅値
は実数（横）軸への投影により表わされる。角度θは、
伝送信号Ｒと基準信号ｃｏｓφとの間の位相差を表わす
。

式（１）は、受信搬送波信号Ｒが同相成分及び直交成分
から成っていることを示す。同相成分（ｃｏｓ　Ｆ）　
）は第２図の横軸上に位置し、そのピーク振幅値Ａは、
当該瞬間に伝送されているデータの値に応じて、＋１又
は−１となる。直交成分（ｓｉｎ　Ｏ）は第２図の縦軸
に沿って位置し、そのピーク振幅値Ｂは、伝送されてい
るデータの値に応じて、＋１又は−１となる。第２図に
示した受信搬送波信号Ｒは同相成分及び直交成分のベク
トル加算により生成される。

４相信号の場合、伝送されるデータ・ビットは、１対（
しばしば「ダイビット」と呼ばれる）ずつに分けられ、
そして各伝送間隔（ボー同期）の間に１対のデータ・ビ
ットが伝送される。各データ・ビット対の最初のビット
は、同相成分ｃｏｓ　Ｏの振幅値Ａを決定し、２番目の
ビットは、直交成分ｓｉｎ　Ｏの振幅値Ｂを決定する。

振幅値Ａ及びＢはそれぞれ＋１又は−１の値を＝７ とる２値数であるから、搬送波信号Ｒについては４種類
の位相角ないし位相値が存在する。第２図では、これら
の位相角を４つの点２，４．６及び８び表わしである。

実際、各ダイビットの最初のデータ・ビットは搬送波信
号の同相成分を変調し、２番目のビットは直交成分を変
調する。

固定基準型の位相変調方式では、搬送波信号Ｒのための
４種類の位相角のそれぞれはダイビットの異なった２進
値を表わすが、本発明が適用される差動位相変調では、
ダイビットの２進値を決定するのは実際の位相角ではな
く、ある伝送間隔（ボー周期）から次の伝送間隔にかけ
ての位相角の変化がその２進値を決定する。

伝送されるダイビットの２進値と、そのような２進値を
表わすのに用いる位相角（０）との間の関係を下記の表
に示す。

例えば、搬送波信号Ｒが直前のボー周期及び現在のボー
周期において同じ値を維持していると（位相変化がゼロ
）、ダイビットの２進数は（１゜１）になる。同様に、
＋９０°の位相変化があると、ダイビット２進値は（０
，１）になる。このように、あるボー周期から次のボー
周期にかけての位相変位量がダイビットの２進値を決定
する。

次に第１図の参照しながら、本発明に従う復調器のディ
ジタル形式の実施例について説明する。

云うまでもないが第１図に示した個別の各構成構素は、
マイクロコード等の同等の機能を持った手段で置き換え
ることができる。

図示のように、位相変調搬送波信号Ｒはアナログ・ディ
ジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０の如きサンプリング手段に
入力される。アナログ形式の入力搬送波信号はＡ／Ｄ変
換器１０で多重ビット入力搬送波信号に変換され、２つ
の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１２及び１４へ送られる
。Ａ／Ｄ変換器１０は入力搬送波信号Ｒを周期的にサン
プリングし、その各サンプルについてサンプリング時点
での入力搬送波信号Ｒの寧輻値を表わす複数のビットを
生成する。従って、Ａ／Ｄ変換器１０の出力部には、入
力搬送波信号Ｒの振幅と同じ様に変化する一連の多重ビ
ット２進数が現われる。これらの個別数値（ディジタル
数値）は、アナログ波形における周期的に間隔をあけら
れた点の振幅値を表わす。

これらのビットは、例えば有限インパルス応答（Ｆ　Ｉ
　Ｒ）型のディジタル帯域通過フィルタ１２及び１４へ
送られる。フィルタ１２は、基本的には、その通過帯域
外の雑音及び信号を除去して、元の通送信号を（多重ビ
ット信号の形で）Ｒとして出力する。フィルタ１４も同
様であるが、その出力Ｓには９０°の位相シフ１へがあ
る。フィルタ１２からの出力信号に対してフィルタ１４
からの出力信号の位相をシフ１〜させることは、積分を
伴わない周知の正弦及び余弦変換によって実現できる。

信号Ｒ及びＳはそれぞれ対応する除算器１６及び１８へ
送られ、そこで基準化される。各除算器はスケーラとし
て働き、受取った信号の振幅を例えば半分にする。基準
化された信号Ｒ′及びＳ′は減算器２０及び加算器２２
の両方へ入力される。

これから、入力搬送波信号の信号Ｒ’　　（基準化され
た同相（余弦）成分）及び信号Ｓ′　（基準化された直
交（正弦）成分）の瞬時推定値Ｘ及びｙが供給される。

Ｘ及びｙは次式で表わされる。

ｘ　＝ｓｉｎ（ｗ　“ｎ　−Ｔｓ＋　Ｐ）＝（Ｒ（ｎ　
−Ｔｓ）＋Ｓ（ｎ　４ｓ））／２　　（２）ｙ＝ｃｏｓ
（ｗ−ｎ−Ｔｓ＋Ｐ） ＝（Ｒ（ｎ　　Ｔｓ）−８（ｎ　−Ｔｓ））／２　　（
３）上式において、Ｒ及びＳは受信信号の実数成分及び
虚数成分、すなわち同相成分及び直交成分をそれぞれ表
わし、Ｔｓはサンプリング周期を表わし、Ｐは実際の搬
送波とサンプリング時点ｎＴｓの間の位相オフセットを
表わす。

これはで余弦成分及び正弦成分の瞬時推定値という云い
方をしてきたが、これらの推定値はボー周期の中央近く
で有効なだけであり、第１図ではそれぞれｙ及びＸで表
わされている。

前述の米国特許出願では、瞬時推定値Ｘ及びｙを直接乗
算器及び加算器（第１図中の２４〜３４）に対応）に送
っている。

しかし本発明では、入力搬送波信号の同相成分及び直交
成分の瞬時推定値は、除算器１６及び１８と共に推定回
路３６を構成している減算器２０及び加算器２２から差
動搬送波回復機構３８へ送られる。

具体的に云うと、瞬時推定値Ｘ及びｙは、２つの乗算器
４２及び４４並びに１つの減算器４６で構成された計算
回路４０に入力される。その時のＸ及びｙは、入力搬送
波信号の正弦成分及び余弦成分に関する情報だけしか持
っていない。計算口路４０は次式に従う乗算及び減算を
実行する。

５ｉｎ（Ａ　−Ｂ　） ＝ｓｉｎＡ　′ｃｏｓＢ　−ｃｏｓＡ　ｊｓｉｎＢ　　
　　（４）上式において、Ａは同期搬送波位相０を表わ
し、Ｂは式（２）及び（３）で暗示される位相を表わす
。

式（４）は実際の正弦角及び余弦角を要求していないの
で、式（２）及び（３）で暗示される位相が逆正弦関数
及び逆余弦関数を利用して直接計算されることはない。

実際の位相誤差ないし位相角偏差は、式（４）でわかる
位相誤差の正弦値に対し、表引きその他の適当な手段に
よって逆正弦関数を適用すれば得られる。しかし、角度
が小さい場合は、その正弦値はラジアンで測った角度の
大きさに大体等しいということに注目すると、このプロ
セスを避けることができる。従って、回復された搬送波
が伝送搬送波の実際の位相に近づくにつれて、式（４）
は搬送波の実際の位相誤差の極めて良好な推定値を与え
るようになり、かくて極めて正確な位相同期を達成する
ために搬送波の位相を調整するのに用いることができる
。この位相誤差は計算回路４０から出力され、線４８を
通って乗算器５０へ送られる。乗算器５０は、位相誤差
に乗算因子りを乗算するためのスケーラとして働く。

乗算器５０が必要な理由は、位相誤差が最初に計算回路
４０から出力される時（例えば、システムを起動した時
）、その値が極めて大きなものになり得るからである。

本発明は収束プロセスを用いているので、この大きな位
相誤差をフィードバックによって段階的に減少させるこ
とができる。

式（４）は、計算の開始時には、実際の位相誤差を有効
に表示することはないが、その出力位相誤差の符号は実
際の位相誤差の符号に対応している。

従って幾つかの理想値を用いて計算回路４０からの位相
誤差を連続的に収束させることにより、最終的に実際の
位相誤差を反映するようになる。

このフィードバックを達成するため、基準化された位相
誤差は次に合計回路５２へ送られる。合計回路５２は、
乗算器５０からの基準化された位相誤差の他に、入力搬
送信号の既存サンプルからの位相角、及び入力搬送波信
号の現サンプルがとられれたボー周期と既存サンプルが
とられたボー周期との間の差動位相シフトに比例する位
相シフトを入力として受取る。後者の位相シフトはＱ（
ｎＴｓ）によって表わされ、前記の表に示した復調器の
出力Ｕ及び■により決定される。云い換えれば、Ｑ（ｎ
Ｔｓ）は復調器で検波された実際の差動位相シフトであ
り、例えば位相誤差を次式のように追跡する標準の１次
ループから得ることができる。

θ（（ｎ＋１）・Ｔｓ） ｆｌ（ｎ　”ｒｓ）−Ｄ−Ｅ（ｎ　　Ｔｓ）＋Ｑ（ｎ−
Ｔｓ）　　　　　　　　　　　　　（５）瞬時推定値Ｘ
及びｙを回復された搬送波と同相にするためには、実際
の差動位相シフｌ〜Ｑ（ｎ・Ｔｓ）を同期搬送波位相に
加算しなければならない。

もし復調器が差動位相シフ１−を直接生成するのであれ
ば、この位相シフトも必要である。あるいは、絶対位相
シフト信号を復調するのに位相シフトを用いることなく
搬送波信号を維持すると共に、移動位相シフト項Ｑを別
に保持し、位相誤差の計算のために搬送波位相に加算し
た後、取り去るようにしてもよい。式（５）におけるＥ
（ｎＴｓ）は次式で定義される位相誤差信号を表わす。

Ｅ（ｎ−Ｔｓ） ＝ｓｉｎ　Ｏ・（Ｒ（ｎ　−Ｔｓ）　−Ｓ　（ｎ　−Ｔ
ｓ））／　２ｃｏｓＯ・（Ｒ（ｎ　−Ｔｓ）＋Ｓ（ｎ　
　Ｔｓ））／２式（６）は式（２）及び（３）を式（４
）へ代入することにより得られたものである。

これは、初期収束の間は、同期復調プロセスが有効な出
力位相シフトＱを供給できないためである。従って、前
述の米国特許出願に記載の如き擬似同期復調器を用いて
、位相シフトの初期推定値を与える。位相収束の開始後
は、復調器を通常のファームウェア又はソフトウェアで
同期モードに切替えることより性能を上げることができ
る。

第１図において、合計回路５２から出力された位相角θ
′は遅延線５４（メモリでもよい）へ送られる。遅延線
５４の出力フィードバック・パス５６を介して合計回路
５２へ戻されるので、合計回路５２からの新しい位相角
θ′は、遅延線５４から出力された既存の位相角θを含
んでいる。位相角θはθ′よりも１ボ一同期だけ前のも
のである。従って、新しい位相角θ′が合計回路５２に
よってコンスタントに生成される時、同じくコンスタン
トに更新された位相角θが合計回路５２ヘフイードバツ
クされるので、計算回路４０からの位相誤差信号を段階
的に減少させるための平均化回路が実現される。

位相角θは正弦表５８（メモリでもよい）へ送られる。

位相角θを８ビットで表わすものとすると、それをアド
レスとして用いることにより、正弦表５８に予め記憶さ
れている２５６の項目（三角関数）のうちの１つを選択
することができる。

勿論、位相角０のビット数は８以外でも差支えない。正
弦表５８は位相角θに応答して、対応する三角関数の正
弦成分を線６０へ出力し、余弦成分を線６２へ出力する
。これらは計算回路４ｏヘフイードバックされる。

正弦衣５８からの正弦成分及び余弦成分も複数のビット
から成っており、正弦衣５８へ入力された対応する位相
角０を有する入力搬送波信号の正弦波及び余弦波の振幅
を表わしている。これらの正弦成分及び余弦成分は同期
している。ただし、それらは関連する特定のボー周期に
おける正弦波の１つのサンプル及び余弦波の１つのサン
プルだけを表わしており、従って入力搬送波信号の正弦
波及び余弦波を完全に表現するためには、複数の正弦成
分及び余弦成分を必要とする。

同期した正弦成分及び余弦成分は、計算回路４０ヘフイ
ードバツクされる外しこ、乗算器２４〜３０にも送られ
、Ｒ及びＳと乗算された後、加算器３２及び減算器３４
で組合わされて、次式で定義するＵ及びＶを生成する。

Ｕ＝Ｒ−ｓｉｎＯ＋Ｓ　−ｃｏｓθ　　　　　　（６）
ｖ＝Ｒ−ｃＯ８Ｏ−８−８ｉｒＩＯ（７）前記の表から
も明らかなように、Ｕ及びＶは入力搬送波信号Ｒの変調
成分の振幅値を表わす。例えば、Ｕ＝＋１及びＶ＝＋１
の場合は、位相シフトが０°であることを表わす。もし
次のボー周期でＵ＝−１及びＶ＝＋１が得られると、（
０，１）のダイビットに対応する９０°の位相シフトが
検出されている。勿論、ダイビット情報はアナログ入力
搬送波信号Ｒによって伝えられる実際のデータ情報に関
係している。入力搬送波信号Ｒは、付加的な処理のため
に例えばスライサへ送られ、そこからの出力がＱ（ｎＴ
ｓ）として合計回路５２ヘフイードバツクされる。

第１図に示した個別の構成構素は、第３図に示すような
専用のディジタル信号処理（ＤＳＰ）マイクロプロセッ
サの機能で代替することができる。

第３図の実施例では、命令、データ及びアドレスを転送
する共通のバス６６を介して、マイクロプロセッサ６４
が多数のユニットに接続されている。

位相変調された入力搬送波信号Ｒは、第１図に示したの
と同様のＡ／Ｄ変換器１０へ入力される。

Ａ／Ｄ変換１０からの一連の多重ピッ１〜２進数はバス
６６を通って、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）
６８の連続する記憶位置に書込まれる。

バス６６には、この他に読取り専用メモリ（ＲＯＭ）７
０及び入出力（Ｉｌｏ）インタフェース機構７２も接続
されている。■／○インタフェース機構７２は別のデー
タ・バス７４を介して図示していない他の■／○インタ
フェース機構にも接続される。

Ａ／Ｄ変換器１０からＲＡＭ６８への書込みはマイクロ
プロセッサ６４により制御される。前述の各式の計算を
助けるために、一般のハードウェア乗算器（図示せず）
をマイクロプロセッサ６４に付加することができる。マ
イクロプロセッサ６４は、第１図の各構成構素の機能に
対応する様々なプログラム・ルーチンを実行する。

これらのプログラム・ルーチンはＲＯＭ７０に記憶され
ている。例えば、第１のプログラム・ルーチンは帯域通
過フィルタ１２の機能に対応し、第２のプログラム・ル
ーチンには推定回路３６の機能、すなわち式（２）及び
（３）の計算に対応する。同様に、第１図の計算回路４
０における式（４）の計算も別のプログラム・ルーチン
で実行できる。これらのプログラム・ルーチンはマイク
ロコード形式で実行されるものであり、実行結果の正弦
成分及び余弦成分に対しては、人力搬送波信号の振幅値
を表わす復調信号値Ｕ及びＶを得るために、更に乗算及
び加算が行われる。

また、ＲＡＭ６８の一部を遅延線５４の機能に当てるこ
とができる。ＲＯＭ７０の場合は、第１図の正弦衣５８
の内容、すなわち理想的な正弦成分及び余弦成分を表わ
す値をその一部に記憶させておくことができる。計算さ
れた復調信号値Ｕ及びＶはＲＡＭ６８に書込まれ、その
後、スライシング、復号、デスクランプリング、並列化
などの別の信号処理を受けることになる。

次の第４図は、第１図の中の主要個所における代表的な
信号波形を示したものである。第４図の波形は３つの連
続するボー周期ＢＰＩ〜ＢＰ３の部用を示す。よく知ら
れているように、ボーは信号速度の単位であって、１秒
の間に信号線の状態が変化する回数を表わす。ボー周期
は、信号が同じ状態に維持される時間間隔である。

第４図の１番上の波形は、帯域通過フィルタ１２の出力
部における入力搬送波信号を表わし、２番目の波形は、
帯域通過フィルタ１４の出力部における位相シフトされ
た信号を表わす。搬弓波信号の正弦成分及び余弦成分が
収束して、雑音による短期偏差が収束プロセスの結果と
して除去されると、第４図の３番目及び４番目の波形に
示す同期した正弦成分及び余弦成分が正弦表５８から出
力される。図示のように、これらの正弦波形及び余弦波
形は、ボー周期ＢＰＩからボー周期ＢＰ２に移る時に１
８０°シフトされる。また、ボー周期ＢＰ２とボー周期
ＢＰ３の間では位相シフトはないが、正弦波形及び余弦
波形のパターンには変化が生じている。

最後の２つの波形は、入力搬送波信号Ｒの変調成分の振
幅値を表わしており、各ボー調期の中央の値から明らか
なように、Ｕ及び■は入力搬送波信号の振幅値を表わす
。例えば、ボー周期ＢＰＩでは、Ｕは＋１の値を有し、
■は−１の値を有するが、これは（１、Ｏ）のダイビッ
ト情報に対応している。同様に、ボー周期ＢＰ２では、
Ｕ及びＶは共に−１の振幅を有するので、（０，０）の
ダイビット情報を意味し、ボー周期ＢＰ３では、Ｕ及び
■は共に＋１の振幅を有するので、ダイビット情報は（
１，１）である。

前記の表に示し、そしとこれまで説明してきた位相変化
は位相角の変化に関するものであるが、絶対位相を用い
ることもできる。絶対位相の場合は、０°、９０６．１
８０’及び−９０°の代わりに４５’、１３５°、２２
５″及び３１５°を用いる（第２図参照）。結果は同じ
である。

本発明に従う復調器のアナログ形式の実施例を第５図に
示す。この実施例では、搬送波信号Ｒは帯域通過フィル
タ（ＢＰＦ）７６を通って信号分配線７８へ送られる。

位相シフ１−８０は搬送波信号Ｒの位相を９０’シフト
した信号Ｓを生成する。

信号Ｒ及びＳは変調器８２〜８８へ送られ、更に推定回
路９４の対応する減衰器９０及び９２にも送られる。減
衰後、搬送波信号は差回路９６及び＝２３− 和回路９８へ送られる。それらの出力は、差動搬送波回
復回路１００の計算回路１０６を構成している変調器１
０２及び１０４へ供給される。前の実施例と同様に、入
力信号は理想アナログ信号によって変調される。第５図
の実施例では、理想アナログ信号は所定の位相角θに応
答する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０８から供給される
。

変調された信号は差回路１１０へ送られ、そこから位相
誤差（位相角偏差）信号として増幅器１１２へ送られる
増幅器１１２は位相誤差信号と定数りを乗算する。信号
が不安定になって発振することのないように、位相誤差
信号の修正を、−度で終らせる替りに、段階的に実行す
るため、定数りは分数値をとる。増幅された信号は合計
回路１１４でサンプルホールド回路１１６からの所定の
位相角Ｏ及び差動位相シフトＱ（ｎ−Ｔｓ）と合計され
る。Ｑ（ｎ−Ｔｓ）は、入力搬送波信号と所定の入力搬
送波信号の間の差動位相シフトに比例している。

このように、元の既存位相角θ及び現位相シフ＝２４ トと誤差信号とを合計することにより、新しい位相角θ
′が生成されて、サンプルホールド回路１１６へ送られ
る。サンプルホールド回路１１６はそれから新しい位相
角θを計算する。前と同様に、この新しい位相角θは次
の位相角の計算に備えて合計回路１１４ヘフイードバツ
クされ、且つ電圧制御発振器１０Ｂにも送られ、理想的
な正弦波形及び余弦波形を発生させる。これらはフィー
ドバック線１１８及び１２０を通ってそれぞれ計算回路
１０６へフィードバックされる。これにより、位相誤差
信号を平均化するためのフィードバック・ループが構成
される。

電圧制御発振器１０８からの正弦波形及び余弦波形は信
号Ｒ及びＳと共に変調器８２〜８８へ送られて、図示の
ように組合わされた後、和回路１２２及び差回路１２４
へ送られる。かくして、同期した復調信号Ｕ及びＶが生
成される。復調信号Ｕは、伝送搬送波信号の同相ベース
バンド成分を表わし、本発明では、伝送された各ダイビ
ットの最初のデータ・ビットの２進値を表わす。一方、
復調信号Ｖは伝送搬送波信号の直交位相ベースバンド成
分を表わし、伝送されたダイビットの２番目のデータ・
ビットの２進値を表わす。復調信号Ｕ及びＶの波形は第
４図に示したものと同様である。Ｕ及びＶを与える式も
前の式（６）及び（７）と同じである。適切な代入によ
り、これらの式は、入力搬送波信号のミタソイダル成分
のピーク振幅値を表わす。

Ｆ０発明の効果 本発明によれば、位相変調された搬送波信号のための簡
単で且つ信号対雑音比の改善された同期復調器が得られ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図。 第２図は位相変調された搬送波信号のベクトル図。 第３図は第１図の実施例の各機能をプログラム。 ルーチンで実行するプロセッサを示すブロック図。 第４図は第１図の実施例中の主要個所における信号の波
形図。 第５図は本発明の他の実施例を示すブロック図。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）位相変調された入力搬送波信号を復調するための
   同期復調器であって、 前記入力搬送波信号を周期的にサンプリングして、その
   各サンプルを多重ビット信号に変換し、該多重ビット信
   号から前記入力搬送波信号の現サンプルの同相成分及び
   直交成分の推定値を生成する手段と、 前記推定値と、予め記憶されている、前記入力搬送波信
   号の既存サンプルの理想成分とを組合せて位相誤差を決
   定する手段と、 前記位相誤差、前記既存サンプルの位相角、及び前記現
   サンプルが取られたボー周期と前記既存サンプルが取ら
   れたボー周期との間の差動位相シフトに比例する位相シ
   フトを合計して新しい位相角を決定し、該新しい位相角
   に基いて、次のサンプルの推定値と組合せるための理想
   成分を供給する手段と、 を具備することを特徴とする同期復調器。
2. （２）位相変調された入力搬送波信号を復調するための
   同期復調器であって、 前記入力搬送波信号に応答して位相シフトされた搬送波
   信号を生成する位相シフト手段と、前記入力搬送波信号
   及び前記位相シフトされた搬送波信号に応答して前記入
   力搬送波信号の同相成分及び直交成分の推定値を生成す
   る推定手段と、前記推定値と、既存の入力搬送波信号の
   予め決められた理想成分とを組合せて位相誤差を決定す
   る計算手段と、 前記位相誤差、前記既存の入力搬送波信号の位相角、及
   び前記入力搬送波信号と、前記既存の入力搬送波信号と
   の間の差動位相シフトに比例する位相シアトを合話して
   、前記理想成分を更新するための新して位相角を決定す
   る合計手段とを具備し、 前記理想成分を順次に更新して前記計算手段へフィード
   バックすることにより、前記位相誤差を段階的に減少さ
   せるようにしたことを特徴とする同期復調器。