JPH02248816A - 内挿処理回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、複数相の信号を出力するエンコーダなどを用
い、キャリア信号への変復調を通じてもとのエンコーダ
のピッチより細かい相対位置情報を、得ることができる
電子的なスケールの内挿処理回路に関し、特に移動する
物体の移動中の位置情報を精度よく検出できる内挿処理
回路に関する。

従来の技術 位置制御装置における位置の検出手段としてエンコーダ
が広（用いられている。装置に要求される位置ぎめ精度
に対して、エンコーダのピッチが十分細かい場合、エン
コーダの出力を２相の矩形波とし、可逆カウンタと組み
合わせて位置ぎめ対象の位置を検出できる。さらに高い
位置検出の精度が要求された場合には、エンコーダのピ
ッチの精細化には限界があるため、エンコーダの出力を
２相の正弦波状の信号とし、位相変調９位相復調の過程
を経て、エンコーダのピッチ以下の位置情報を取り出す
という方法がとられる。この処理を行なうのが内挿処理
回路である。

従来の内挿処理回路の構成例を第３図に示す。

３０１はエンコーダであり、被測定対象の動きに応じて
２相の正弦波状の信号ｅ、、６ｂを出力する。３０２ａ
、３０２ｂは変調器であり、キャリア発生器３０３の出
力する２相のキャリア信号Ｃ，，Ｃｂを、それぞれエン
コーダ３０１の出力で変調する。３０４は加算器であり
、変調器３０２ａ、３０２ｂの出力を加算する。ここで
、変調器３０２ａ、３０２ｂに４象限の乗算器を用い、
キャリア信号ｃａ、ｃｂを矩形波とする場合を説明する
。

被測定対象の基準位置からの変位をＸとすると、エンコ
ーダ３０１の出力ｅａ、ｅ＞は ｅａ−Ｅ−ｃｏｓ　（２ｇ・ｘ／ｐ） ｅｂｍＥ−ｓｌｎ　（２ｇ・ｘ／ｐ） と表わされる。ただしｐはエンコーダのピッチ、Ｅはエ
ンコーダ出力の振幅である。キャリア発生器３０３の出
力するキャリア信号は矩形波なので、フーリエ級数に展
開すると、 ｃ、−Ｃ・　（ｃｏｓ　（２ｔｒ　・ｔ）−１／３ｃｏ
ｓ　Ｃ５−２ｔｒ−ｔ）＋・−・・・−）ｃ、−Ｃ−（
ｓ　ｉｎ　（２ｚｆ　−ｔ）＋１／３　ｓ　ｉ　ｎ　（
３・２ｘ　ｒ　−ｔ）　＋・＝）と表わされるので、加
算器３０４の出力Ｓは５−Ｅ−Ｃ・ｃｏｔ（２ｔｒ　　
・　ｔ−２ｇ　・ｘ／ｐ）−１／３Ｅ−Ｃ／ｃｏｓ　　
（３２ｔｒ　−を−２π・ｘ／ｐ） ＋・・・・・拳 となる、ただし、Ｅ、Ｃはそれぞれ、エンコーダ出力、
キャリア信号の振幅、ｔは時間である。ここで第１項の
位相に注目すると、キャリア信号に対して被測定対象の
変位に応じた位相変調がなされていることがわかる。第
２項以降は、キャリア信号として高周波を含む矩形波を
用いたために発生する不要な成分である。従って、この
不要な成分をフィルタ３０５で除去し、第１項の成分の
みを取り出し１位相差カウンタ３０６で第１項の成分と
、もとのキャリア信号の位相差を検出すればエンコーダ
ピッチ以下の精度で被測定対象の位置を検出できる。

この場合の内挿倍率は乗算器３０２ａ、３０２ｂに供給
されるキャリア信号の周波数と位相変調された信号Ｓの
位相情報を復調する位相差カウンタ３０６に供給される
クロック信号の周波数の関係で決まる。（例えば、特公
昭６３−９１６４号公報。

ただし、この公報では乗算器として可飽和型の磁気ヘッ
ド、エンコーダとして正弦波着磁された磁気スケールを
用い、乗算操作を磁気ヘッドの飽和による非線形性で行
なっているので、加算器の出力にはより多くの不要成分
が現れる）。

発明が解決しようとする課題 上記従来の内挿処理回路を構成する上での難点はフィル
タの設計にある。上記のようにフィルタは不要成分を除
去するために設けられるのであるが、フィルタによって
とりきれなかった不要な成分は変位Ｘの測定情報を低下
させる誤差として表れる。つまり、不要な成分が残留し
たフィルタ出力は次のように書き換えることができる。

ｓｍＥ−Ｃ−ｃｏｓ　（２ｔｒ−Ｌ−２ｚ・（Ｘ＋ε）
／ｐ） ここに、Ｃは不要成分による測定誤差である６位相差の
検出はキャリア信号と同期して行なうので、誤差Ｃは変
位Ｘの関数となり、位相復調後に統計的な手法などでこ
れを補正することは困難である。

従って、変位Ｘの測定情報を確保するためにフィルタの
振幅特性を急峻にして不要な成分の除去能力を上げなけ
ればならない。

ところで、被測定対象の移動中の変位を測定する場合に
は、変位Ｘが時間の関数となる。このとき、加算器の出
力Ｓの位相検出の対象とする成分の信号周波数はキャリ
ア信号の基本周波数ｆからシフトをおこす０例えば、被
測定対象が速度Ｖで移動する場合には、 ｘ＝ｖ　　−ｔ と表わせるので信号Ｓは ５＝Ｅ−ｃ−ｃｏｓ　（２ｇｆ−ｔ−２ｘ−ｖ−ｔ／ｐ
） −Ｅ−Ｃ−ＣＯ３（２Ｋ　Ｃｒ−ｖ／ｐ）　・ｔ）−Ｅ
−Ｃ−ｃｏｓ　（２π（ｆ−Δｆ）・ｔ）となり、信号
Ｓの周波数がｒから（ｆ−Δｆ）にシフトしていること
がわかる０周波数がシフトする幅Δｆは移動する速度Ｖ
に依存するので、移動中の変位を測定する場合にはフィ
ルタに入力される信号の周波数はキャリア信号の周波数
を中心として上下に変動することがわかる。

一方、フィルタの位相特性は信号周波数に依存し、ある
信号がフィルタを通過するのに要する時間はその信号周
波数に依存する。第７図に例として、５次のチエビシエ
フフィルタの特性を示す。

第７図（ａ）はフィルタの振幅特性である。左半分が通
過域、右半分が遮断域である。これに対して、位相特性
は第７図（ｂ）となる、信号がフィルタを通過するのに
要する時間は位相特性を周波数で割った値で表現できる
。それが第７図（Ｃ）であり、信号がフィルタを通過す
るときに発生する遅延時間として表わされている０通過
域の遅延時間に注目すると、このフィルタでは信号の周
波数によってその遅延時間に違いがあることがわかる。

ところが、変位情報の検出には時間情報を用いるので、
′信号周波数の違いによってフィルタを通過する時間が
まちまちであると、フィルタを通過する前には同じ時間
情報を持つ信号もフィルタを通過することによって別の
時間情報を持つ信号に変化してしまう、信号周波数の違
いは、被測定対象の移動速度によって生じるため、被測
定対象の移動速度によって測定される変位Ｘが違うとい
うことが発生する。最も顕著に現れる例としては、被測
定対象が基準位置に近付きながら移動する場合と遠ざか
りながら移動する場合で、実際には同一の位置にあるに
もかかわらず別の位置にあるかのように測定される。

この現象はフィルタの位相特性によるもので、これを防
ぐためには信号のとりうる周波数範囲において信号がフ
ィルタを通過する時間が一定になるようにしなければな
らない、しかし、このような位相特性を得るためには振
幅特性を緩やかにせざるをえず、不要信号成分による測
定精度の悪化を招く、逆に振幅特性を急峻にすれば位相
特性が悪化し、この現象が強く現れる。従って、従来の
方法によって移動中の変位を測定する場合には、基本的
な測定精度と移動中の測定精度とを両立させることはで
きなかった。

本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、その混合
比をキャリア信号の位相に応じて変えることのできる混
合手段を用いることによって、フィルタ手段の入力にお
ける不要信号を減少させフィルタ手段の位相特性を最適
化し、被測定対象の静止・移動を問わず精度の高い変位
情報の検出が可能な内挿処理回路を提供するものである
。

課題を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明の内挿処理回路は、
物体の運動に応じて互いに位相が異なるｎ（ｎは２以上
の整数）相の信号を出力するエンコーダと、互いに位相
が異なるｎ相のキャリア信号を出力するキャリア信号発
生手段と、エンコーダの出力信号によってキャリア信号
発生手段の出力するキャリア信号を変調するｎ個の変調
手段と、ｎ個の変調手段の出力をキャリア信号発生手段
の出力に応じた混合比で混合する混合手段と、混合手段
の出力から高調波を取り除くフィルタ手段と、フィルタ
手段の出力信号の位相情報を復調する位相情報復調手段
とを備えたものである。

作用 本発明は上記構成により、混合手段の出力に含まれる不
要成分を減少させることができる。したかって、フィル
タ手段では振幅特性を緩やかにしても不要成分除去の目
的を達成することができる。

そこで、フィルタ手段の位相特性を信号のとりうる周波
数範囲において、信号がフィルタ手段を通過する時間が
一定になるような特性に近付けることができ、被測定対
象の移動中の変位測定精度を向上させることができる。

実施例 以下に、本発明の内挿処理回路における一実施例を図面
を用いて説明する。

第１図は本発明の内挿処理回路の一実施例における全体
構成を示すブロック図である。

第１図において、１０１はエンコーダであり、被測定対
象の変位に応じて２相の正弦波状の信号ｅａ＋　　ｅｂ
を出力する。被測定対象の基準位置からの変位をＸとす
ると、エンコーダ１０１の出力ｅ、、ｅｂは ｅ、ｍＥ−ｃｏｓ　（２ｘ−ｘ／ｐ） ｅｂ＝Ｅ−ｓｉｎ（２π・ｘ／ｐ） と表わされる。ただし、Ｅはエンコーダ出力の振幅、ｐ
はエンコーダのピッチである。

１０２ａ、１０２ｂは変調器であり、キャリア発生器１
０３の発生するキャリア信号Ｃ，，Ｃ。

をそれぞれエンコーダ１０１の出力で変調する。

キャリア発生器１０３の出力するキャリア信号Ｃａ、Ｃ
ｉは矩形波なので、フーリエ級数に展開すると ｃ、＝Ｃ−［ｃｏｓ　（２ｚｆ−ｔ） １／ａ　ｃ　ｏ　ｓ　（３・２ｒｔ　ｆ−ｔ）　＋−・
−−−−）ｃ、＝Ｃ・　（ｓ　ｉｎ　（２πｆ−ｔ）＋
１／３ｓｉｎ（３・２πｒ−ｔ）＋・・・・・・）と表
わされる。ただし、Ｃはキャリア信号の振幅、ｆは周波
数、ｔは時間である。キャリア信号として矩形波を用い
るのは、ディジタル回路で互いに位相が９０＠異なる信
号を容易につくることができるためである。また、変調
器１０’２ａ、１０２ｂの構成も簡単化できる、変調器
１０２ａ、１０２ｂの出力は ｍａ′！ｅａ′Ｃａ ｍｂ−ｅｂ′ｃｂ である。

、１０４は混合器であり、変調器１０２ａ。

１０２ｂの出力信号ｍａ、ｍ’ｉを、キャリア信号発生
器１０３の出力する混合比を変えるための信号ｃｓに応
じた混合比で混合する。混合器１′０４の出力ｓ３は次
のように表わすことができる。

ｓ　　−Ｋａ−ｍ　　＋Ｋｂ、−ｒｎ。

Ｓ　　　　　　　　　　　　　ａ つまり、混合器１−０４では変調器１０２−ａ。

１０２ｂの出力をＫａ：Ｋｂの比率で混合している。混
合器１０４の出力ｓ３中に含まれる不要な信号成分は、
この混合比をキャリア信号発生手段１０３の出力、する
信号Ｃ８に心上で動的に変化させることによって減少す
ることができる０、言い換えると、混合器１０４の出力
ｓ３は、 ３−．１１１１ｅ、　・Ｋａ−ｃａ＋、ｅ−＞　・Ｋｂ
−ｃｂで表わされるので、キャリア信号に混合比の係数
を掛けることにより、もともとキャリア信号に含まれ不
要な信号成分となるキャリア信号の高調波を減少させる
こをができる。

１０５はフィルタであり、混合器１０４の出力に含まれ
る不要な信号成分を除去する０本発明の内挿処理回路で
は、混合器１０４で不要信号成分を減少させることがで
きる。したがて、従来の方法による゛同様な目的のため
のフィルタに対して、信号の通過帯域を広げたり遮断特
性をゆるやかにすることができるので、フィルタで取り
出すべき信号がこのフィルタを通過するの−に要する時
間をより広い周波数範囲において一定にすることができ
る。１０６は位相差力カンタであり、フィルタによって
取り・出された信号の位相情報を復調することによって
被測定対象の変位を検出する。

第２図は本発明の内挿処理回路の一実施例における１回
路図である。

第２図において１０１は一光学式のエンコーダである０
発光素子と受光素子の簡には光を遮るエンコーダ板があ
り、被測定対象の移動にともなって移動する。対となる
発光素子と受光素子は２組あり、空間的に９０′ずれた
位置に取り付けられている。エンコーダ１０１の出力に
は、互いに位相が９０°異なる信号ｅａ；”ｅ、が得ら
れる。

１０２ａ、１０２ｂはそれぞれ変調器であり、第２図に
示すように反転アンプ１２０，１２１と、外部からの信
号によって切り換えられるスイッチ１１０．１１１から
なる１例えば、変調器１０２ａの出力ｍ、は、スイッチ
１１０がａ側にある場合、ｅａ、ｂ側にある場合は−ｅ
、となる。スイッチ１１０の切り換えはキャリア信号発
生器１０３から出力されるキャリア信号Ｃ３によって行
なわれるので、キャリア信号のレベルによって変調器の
入力（ここではｅａ）に＋１または−１が掛けられるこ
とになる。変調器１０２ｂについても同様であり、壱の
出力ｍゎはスイッチ１１１がｅ側にある場合はｅ、、ｄ
側にある場合は一〇ｂとなる。

この時のスイッチ１１１の切り換えはキャリア信号発生
器１０３から出力されるキャリア信号Ｃ５によって行な
われる。

１０４は混合器であり、混合比を得るための抵抗１４１
，１４２，１４３と、混合比を切り換えるためのスイッ
チ１３０からなる。混合比を切り換えるタイミングを与
える信号Ｃ３はキャリア信号発生器１０３から供給され
る。混合器１０４の出力ｓ８はスイッチ１３０がｅ側に
ある場合は５３＝（Ｒ２＋Ｒ３）／Δ−’ｍａ＋Ｒ１，
／Δ・ｍ。

スイッチがｒ側にある場合は ｓ、＝Ｒ３／Δ・ｍａ＋（Ｒｌ　＋Ｒ２）／Δ’ｍ６と
なる。ここで、Δ−Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３である。

エンコーダ１０１の出力ｅ８．ｅ、の振幅が等しい場合
、Ｒ１＝Ｒ３とするので、混合器１０４の混合比はスイ
ッチ１３０の切り替えによって、Ｒ１＋Ｒ２：Ｒ１とＲ
１：Ｒ］＋Ｒ２との間で変化する。

キャリア信号発生器１０３から出力される信号を第４図
に示す、ｃａ、ｃ、は互いに位相が９０°異なる矩形波
である。混合器＋０４に供給されるｃｓはＣ８，Ｃ，の
２倍の周波数−の矩形波で、その変化点はＣ，、Ｃ，の
変化点から等距離にある。第２図におけるエンコーダ１
０１から正弦波状の信号ｅａ、ｅｂが得られたときの各
部の信号を第５図に示す、変調器１０２ａ、１０２ｂか
らは、キャリア信号Ｃａ、Ｃゎをエンコーダから出力さ
れる信号で振幅変調したｍａ、ｍ、が得られる。キャリ
ア信号Ｃ３によりその混合比が変えられる混合器１０４
の出力には信号ｓｓが得られる。

第６図に示す信号Ｓは第３図における加算器の出力に得
られる信号の波形図である。

信号Ｓ３、信号Ｓともに高調波を含んだ信号であるが、
後続するフィルタによって被測定対象の変位情報を含ん
だ基本波成分を取り出す場合、信号Ｓ、は信号Ｓに比べ
て容易にその目的を達成することができる。混合器１０
４での混合比を適当に選べば、信号Ｓ、に含まれる第３
ｉＰＩ波成分を零にできる。この場合、フィルタで除去
すべき高調波成分の最も基本波に近い成分は第５調波と
なり、第３調波成分を含む信号Ｓに比べてフィルタにお
ける信号の通過帯域を広げることができる。

フィルタ１０５では振幅特性は緩やかでよいので、位相
特性を望ましい、一般に位相リニアと呼ばれる特性に近
付けることができる０位相リニアの特性を持つフィルタ
では前述のように信号がフィルタを通過する時間を一定
に保つことできる。

位相差カウンタ１０６ではフィルタ１０５の出力と、キ
ャリア信号発生器１０３からの信号の位相差を検出し、
変位情報を得る０位相差カウンタ１０６を動かすための
クロックは外部から供給される。

なお、上記の説明ではエンコーダ１０１およびキャリア
信号発生器１０３の出力信号を２相として説明したが、
本発明は容易に２相以上の場合に拡張できることは言う
までもない。

発明の効果 以上述べたように、本発明の内挿処理回路は、その混合
比を動的に変化させる混合手段によって不要な高調波成
分を効果的に減少させることができ、フィルタの位相特
性によって生じる被測定対象の移動中の測定精度の低下
を防ぐことができる。

したがって、本発明の内挿処理回路によれば、被測定対
象の静止・移動にかかわらず精度よくその変化を測定す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における内挿処理回路のブロ
ック図、第２図は本発明の一実施例における内挿処理回
路の回路図、第３図は従来の内挿処理回路のブロック図
、第４図は第２図のキャリ波形図、第６図は第３図に示
す従来の内挿回路の一構成要素である加真器から出力さ
れる信号の波形図、第７図は５次のチエビシエフフィル
タの特性図である。 １０１・・・・・・エンコーダ、１０２ａ、１０２ｂ・
・・・・・変調器、１０３・・・・・・キャリア信号発
生器、１０４・・・・・・混合器、１０５・・・・・・
フィルタ、１０６・・・・・・位相差カウンタ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）物体の運動に応じて互いに位相が異なるｎ（ｎは
   ２以上の整数）相の信号を出力するエンコーダと、互い
   に位相が異なるｎ相のキャリア信号を出力するキャリア
   信号発生手段と、前記エンコーダの出力信号によって前
   記キャリア信号発生手段の出力するキャリア信号を変調
   するｎ個の変調手段と、前記ｎ個の変調手段の出力を前
   記キャリア信号発生手段の出力に応じた混合比で混合す
   る混合手段と、前記混合手段の出力から高調波を取り除
   くフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力信号の位相
   情報を復調する位相情報復調手段とを具備したことを特
   徴とする内挿処理回路。
2. （２）物体の運動に応じて互いに位相が９０°異なる第
   １及び第２の信号を出力するエンコーダと、互いに位相
   が９０°異なる第１及び第２のキャリア信号を出力する
   キャリア信号発生手段と、前記エンコーダの第１の出力
   信号によって前記キャリア信号発生手段の出力する第１
   のキャリア信号を変調する第１の変調手段と、前記エン
   コーダの第２の出力信号によって前記キャリア信号発生
   手段の出力する第２のキャリア信号を変調する第２の変
   調手段と、前記第１の変調手段の出力と前記第２の変調
   手段の出力を前記キャリア信号発生手段の出力に応じた
   混合比で混合する混合手段と、前記混合手段の出力から
   なる高調波を取り除くフィルタ手段と、前記フィルタ手
   段の出力信号の位相情報を復調する位相情報復調手段と
   を具備したことを特徴とする内挿処理回路。