JPH02250662A - 電力スイッチング回路 - Google Patents

電力スイッチング回路

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JPH02250662A
JPH02250662A JP2035065A JP3506590A JPH02250662A JP H02250662 A JPH02250662 A JP H02250662A JP 2035065 A JP2035065 A JP 2035065A JP 3506590 A JP3506590 A JP 3506590A JP H02250662 A JPH02250662 A JP H02250662A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はスイッチ・モード・コンパ、夕に係り、さらに
詳細には切換え時におけるコンバータの電流波形の先端
スパイク（ｌｅａｄｉｎｇ　ｅｄｇｅ　５ｐｉｋｅｓ）
を抑制するための回路に関する。
［従来技術の説明］ スイッチング電力コンバータは、電源から負荷へ電力を
供給する電力スイッチのデユーティ比を制御することに
より調節を行う。ある調節過程において、オン・サイク
ル中に電力スイッチを通過して流れる電流は電力スイッ
チに直列に接続された検出装置によってモニタされる。
コンバータの誘導性負荷のために、電流波形は増加ラン
プを有する。ランプ波形が所定のしきい値に到達すると
、電力スイッチはオフ状態にバイアスされ、これにより
コンバータの出力を調節する。
切換えられる電力電流の波形はしばしば、電力コンバー
タ内の種々の寄生リアクタンスが原因でランプ波形の立
上り時に大きなスパイクを含むことがある。このような
りアクタンスには、コンバータの電力変圧器の漏洩イン
ダクタンス、巻線間容量及び他の部品寄生リアクタンス
が含まれうる。
電力スイッチのオン時間の終了は波形がしきい値に到達
したことに基づくので、もしスパイクがこのしきい値に
到達した場合には、このスパイクが電力スイッチのオン
時間を早めに終了させることになろう。従って、電力ス
イッチのオン時間の早期終了を防止するために、先端ス
パイクは適切に抑制されなければならない。この不都合
が大きくなるのは、電流波形の立上り及び立下り間の振
幅差が大きくない軽負荷においてである。これらの条件
において、立上りスパイクは電力スイッチをオフ状態に
バイアスさせてこれによりコンバータはサイクル・スキ
ッピングとして知られる低調波発振を示すようになる。
これによりコンバータの調節動作は止まり、場合によっ
ては可聴騒音を発生するようになる。
立上りスパイクによる電力スイッチのオン時間の早期終
了を防止する技術としては従来から受動回路網があった
。例えば、高周波初期スパイクをブロックまたは分路す
るための低減フィルタ回路や初期スパイクの間に電力ス
イッチをオフにするバイアス回路を瞬間的に抑止状態に
するための信号遅延回路などである。これらの技術は調
節フィードバック・ループのループ応答に不利な影響を
与えることがあり、従って多くの応用例にとって好まし
くない。
能動回路網を用いた方法が米国特許明細書箱４゜６７２
．５１８号に示され、そこには電流モード型調節を用い
たスイッチング・モード・コンバータが開示されている
。即ち、電流モード制御用比較器に与えられるランプ信
号を負荷変動に応答して変化させることによって負荷の
広範囲にわたって動作の安定性を改善するために能動回
路が含まれている。この方法は回路コストが重要となる
ような応用には適さないであろう。
［発明の概要〕 本発明によるスイッチング・モードΦコンバータの実施
態様は、検出されたスイッチ電流の先端スパイクを減衰
させるためにランプ信号の波形整形を行う、受動回路網
を含む。受動パルス発生回路網は、発生ランプに応答し
て、検出電流波形に重ね合わされたときにその波形の先
端スパイクを有効に消去するような適切なタイミングと
極性とを有するパルスを発生する。
好ましい実施例においては、受動パルス発生回路網は、
調節回路の制御チップによって供給されるランブーパル
スを微分するＲＣ回路網であり、かつこの回路網は微分
された信号を検出電流信号に重ね合わせるように接続さ
れている。
［実施例］ 第１図には、電流モード制御またはピーク電流制御調節
によって調節されるスイッチング・モード・コンバータ
が示されている。この例示的実施態様はフライバック型
コンバータであるが、本発明は他の型式のコンバータに
も適用可能である。
第１図のフライバック・コンバータにおいては、２つの
入力端子１０１及び１０２に直流電圧が与えられる。こ
の直流電圧は、電力スイッチ１０５を介して電力変圧器
１１０の一次巻線１０９に接続されている。電力スイッ
チ１０５がオンにバイアスされて導通状態であるとき、
−次巻線ｉ０９内に流れる電流によって変圧器の磁化し
た（ｍａｇｎｅｔｉｚｉｎｇ）インダクタンス内にエネ
ルギーが蓄積される。このエネルギーは、整流ダイオー
ド１１５か導通状態にバイアスされたとき、電力スイッ
チ１０５がオフ状態すなわち非導通状態である間に二次
巻線１１１がら出力端子１２１及び１２２へ放出される
。
出力端子１２１及び１２２における出力電圧を調節する
ために、電力スイッチ１０５のデユーティψサイクルが
制御される。出力端子１２１における出力電圧を検出す
るために、リード線１２９を介して検出及びフィードバ
ック回路１３０が接続されている。
出力電圧のその調節値からの偏差を示す誤差電圧が発生
されてその誤差電圧が接地アイソレータ網１３５を介し
てＰＷＭ電流モード制御回路１４０に接続され、ＰＷＭ
電流モード制御回路１４０は駆動回路１５０とリード線
１５１とを介して電力スイッチ１゜５の導電性を制御す
るように接続されている。これは周期的に電力スイッチ
１０５をオンにする。
電力スイッチ１０５と直列に接続されている電流検出抵
抗器１４５の両端の電圧降下を検出するために、リード
線１４１を介して電流モード制御回路が接続されている
。そして、その誤差電圧がしきい値を設定し、電流検出
抵抗器１４５の両端の電圧波形（即ち、ランプ：　ｒａ
ｍｐ）がしきい値電圧を超えたときに電源スィッチはオ
フ状態にバイアスされる。
第２図は調節制御回路を表わす。同図に示すように、端
子２０１における出力電圧は、その縮小電圧を発生する
ための抵抗器２０３及び２０４からなる分圧器の中央タ
ップ２０２で検出される。この検出電圧は誤差増幅器２
０５の反転入力２０６に与えられる。非反転入力２０７
には基準電圧２１８が与えられる。誤差増幅器２０５の
誤差信号出力はアイソレータ２０８を介して電流検出比
較器２１０の反転入力２０９に与えられる。検出された
電流波形は電流検出比較器２１０の非反転入力２１１に
与えられる。比較器出力はフリップフロップ回路２４０
のリセット人力２４１に与えられる。リード線２４４上
のフリップフロップ回路２４０の出力は電力スイッチの
導電性を制御する。
電流検出抵抗器２３５（第１図における抵抗器１４５）
から検出電流波形が得られ、検出電流波形は電力スイッ
チの誘導性負荷に基づく台形波形を有する。この抵抗器
の両端の電圧はフィルタコンデンサ２３６とリード線２
３７とを介して比較器２１０の非反転入力２１１に接続
されている。
電力スイッチの周期的導通始動は発振回路２５０によっ
て制御され、一方リード線２５１上における発振回路２
５０の出力は電力スイッチをオン状態にバイアスするよ
うにリード線２４４上に駆動信号を供給するフリップフ
ロップ回路２４０を周期的にセットする。電力スイッチ
は、リード線２３７上の電流波形がリード線２０９上の
誤５差電圧より大きくなってその電流波形がリード線２
４１上の比較器２１０の出力をもってフリップフロップ
回路２４０をリセットさせて電力スイッチをオフ状態に
するまではオン状態のままである。
電力スイッチのオン時間の終了は、台形電流波形が入力
リード線２０９における比較器２１０への誤差電圧入力
によって決定される所定しきい値に到達したときにそれ
に応答して行われる。電流検出波形の立上りは比較器２
１０への誤差電圧入力を超える高いピークのスパイク電
圧を含みがちであるので、それは電力スイッチを早めに
オフ状態にさせるかも知れない。この初期スパイクは、
変圧器漏洩インダクタンス、変圧型巻線間容量、ダイオ
ード・スイッチ回復特性及び回路レイアウトに基づくそ
の他の誘導ＥＭＩを含む多くの原因によるものであろう
。もしこれが効果的に制御されないならば、電圧の初期
スパイクが電力スイッチのオン時間を早めに終了させる
ことになる。軽負荷においては初期スパイク電圧としき
い値電圧における台形電圧波形との間の振幅差及び時間
間隔は極めて小さいので、この問題は軽負荷において厳
しくなる。このような条件下では、終了条件における初
期電圧スパイクの作用はコンバータをサイクル・スキッ
プさせる電力スイッチの低調波発振を誘導することにな
る。
先端スパイク電圧は、任意の先端スパイク電圧をゼロ化
するように、濾波された検出電流波形上に発生信号を重
ね合わせることによって抑制される。電流検出抵抗器２
３５の両端に検出される電流波形は初めにフィルタコン
デンサ２３６に与えられ、電圧スパイクを抑制するよう
にノード２７３においてスパイク抑制波形が電流波形に
重ね合される。
このスパイク抑制波形は、フリップフロップ回路２４０
を介して電力スイッチのオン時間を始動するその出力の
周波数の２倍のランプを供給する発振器２５０の出力に
応答して発生される。発振器２５０はランプ発生器２８
０を駆動し、ランプ発生器２６０の出力は並列接続の抵
抗器２７１とコンデンサ２７２とを含む波形整形回路２
７０に与えられる。ランプ波形はコンバータ切換え速度
の２倍の周波数で波形整形回路を駆動する。波形整形回
路はランプを微分して電圧波形を形成し、電圧波形はノ
ード２７３において検出電流波形上に重ね合わされ、か
つ初期スパイク電圧を消去するように動作する。加算に
よって得られた波形は初期電圧スパイクを持たず、かつ
このような形で電流比較器２１０の非反転入力２１１に
与えられる。この例示実施態様における発生ランプはコ
ンバータ周波数の２倍の周波数を有するが、コンバータ
周波数で発生されたランプも同様に本発明の態様化に適
していることがわかる。
第３図の信号波形を参照しながら回路の動作を説明する
ことにより、本発明は容易に理解されよつＯ まず、最初に時刻Ｔ１の前では電力スイッチ内に電流が
流れていない。Ｔｌにおいて発振器２５０の出力がラン
プ発生器２６０をトリガして時刻Ｔ２まで伸長する負勾
配のランプ電圧波形をＴ１において始動する。同時に発
振器２５０はフリップフロップ２４０を設定して電力ス
イッチ内に導電性を始動するための駆動信号を発生させ
る。検出電流波形３０３は電源スィッチがオン状態にな
るときに初期スパイク電圧３０４を有する。このスパイ
ク電圧は回路寄生に応答して発生される。この電流波形
３０３はノード２７３において、ランプ信号３０１の負
勾配波形から波形整形回路２７０によって微分されて得
られた反対極性のパルスと加算され、これにより初期ス
パイク電圧３０４を負パルス電圧３０Ｂで置換えた合成
電流波形３０５を形成する。この電圧波形が電流比較器
２１０の非反転入力２１１に与えられる。時刻Ｔ２の後
に曲線３０５の標準台形波形はその増加形状をとり、出
力電圧の電圧調節要求によって指定された時刻である点
３０７においてしきい値電圧に到達したとき、電源スィ
ッチのオン時間が終了する。
加算電流波形の負の程度は、電流比較器２１０の負電圧
能力を超過しないように制限されなければならない。比
較器２１０を過大な負電圧から保護するために、比較器
２１０の非反転入力にダイオードクランプ２７５が接続
されている。
波形３０５のオフセットレベル３０８はランプ３０９の
正勾配電圧の微分によるものである。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の原理の実施態様を示す電力コンバー
タの略図； 第２図は、第１図に示す回路内に使用された調節制御器
の略図；及び、 第３図は、第１図及び第２図の回路内で発生する信号波
形を示す。 １０１．１０２・・・入力端子 １２１．１２２・・・出力端子 １０５・・・電力スイッチ １３０・・・検出回路 １４０・・・制御回路 １４５．２３５・・・検出抵抗器 ２１０・・・比較器 ２６０・・・ランプ発生器 ２７０・・・微分回路 ２７１・・・コンデンサ（微分回路内）２７２・・・抵
抗器（微分回路内） ２７５・・・電圧クランプ

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）エネルギー源を受入れるための入力と；負荷を受
    入れるための出力と； 入力端子から出力端子へのエネルギー流れを制御するた
    めの電力スイッチと； 前記電力スイッチのための制御部と； を含む電力スイッチング回路において： 前記電力スイッチを通過する電流を比例波形として検出
    するための検出回路と； 基準信号入力と； 前記比例波形を前記基準信号入力と比較するための比較
    器と； 前記比例波形を前記比較器に与える前に反対極性のパル
    ス信号を発生してそれを前記検出回路の出力と加算する
    ことによって前記電力スイッチのオン状態への始動の際
    の前記比例波形内のスパイク信号を消去するための抑制
    回路と； を有することを特徴とする電力スイッチング回路。
  2. （２）前記抑制回路は前記電力スイッチのスイッチング
    と同期されたランプ発生器と該ランプ発生器のランプ出
    力を微分するための微分回路とを含み、これにより前記
    微分回路の出力が前記検出回路の出力と加算される、 ことを特徴とする請求項１に記載の電力スイッチング回
    路。
  3. （３）前記微分回路は並列に接続された抵抗器及びコン
    デンサを含むことを特徴とする請求項２に記載の電力ス
    イッチング回路。
  4. （４）前記検出回路は前記電力スイッチと直列に接続さ
    れた検出抵抗器を含むことを特徴とする請求項３に記載
    の電力スイッチング回路。
  5. （５）前記比較器の比例波形を受入れるための入力端に
    電圧クランプを有すること特徴とする請求項４に記載の
    電力スイッチング回路。
JP2035065A 1989-02-17 1990-02-15 電力スイッチング回路 Expired - Lifetime JPH0697841B2 (ja)

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