JPH0226272A - 高周波リンク変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は高周波電源となる進相コンデンサの電圧を利用
して自然転流させる高周波リンク変換装置に関する。

（従来の技術） 先に高周波リンク変換装置の応用技術の１つとして交流
電動機駆動装置（特開昭６３−２３５９１号）等を提案
した。

この交流電動機駆動装置は高周波電源となる進相コンデ
ンサの印加電圧を利用して２台のサイクロコンバータを
自然転流させるもので第１のサイクロコンバータは、上
記進相コンデンサに印加される電圧の波高値がほぼ一定
になるように交流電源から供給される入力電流を制御し
ている。また、第２のサイクロコンバータは、進相コン
デンサを高周波電源として周波数変換を行い、交流電動
機に可変電圧可変周波数の正弦波電流を供給する。

この装置においては前記交流電源から供給される入力電
流を電源電圧と同相の正弦波に制御することができ、入
力力率＝１で入力電流高調波の少ない運転を達成するこ
とができる。また、交流電動機に供給される電流は正弦
波に制御され、トルク脈動のない運転ができ、しかもそ
の出力周波数の上限値として数百Ｈｚの運転が可能であ
る。すなわち、超高速大容量の交流可変速電動機を提供
できるものである。

（発明が解決しようとする課題） 上記従来の高周波リンク変換装置は次のような問題点が
ある。

すなわち、従来の装置は原理的には進相コンデンサに印
加される電圧の周波数と位相は上記サイクロコンバータ
の位相制御回路に与えられる基準信号（高周波３相電圧
）の周波数と位相に一致するように第１のサイクロコン
バータの循環電流値が自然に増減するものであるが、負
荷が急変した場合、上記進相コンデンサに印加される電
圧の位相が上記基準電圧に対して変動し最悪の場合自然
転流の転流失敗を招き、過電流等により素子を破壊させ
る等の問題点があった。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、負荷
が急変した場合でも高周波電圧源となる進相コンデンサ
の印加電圧を安定させ、転流失敗のない゛高周波リンク
変換装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は、直流又は交流
電源と、当該電源に出力側端子が接続された循環電流式
サイクロコンバータと、当該サイクロコンバータの入力
側端子に接続された高周波進相コンデンサと、当該進相
コンデンサを高周波電圧源とする負荷装置と、前記進相
コンデンサに印加される電圧の波高値がほぼ一定になる
ように前記電源から供給される電流を制御する手段と。

前記負荷装置がとる有効電力及び無効電力を検出する手
段と、当該無効電力検出値に応じて前記サイクロコンバ
ータの循環電流を調整する手段と。

前記有効電力検出値に応じて前記電源から供給される電
流を調整する手段とを具備している。

（作　用） 循環電流式サイクロコンバータは進相コンデンサに印加
される電圧を利用して自然転流する。当該進相コンデン
サに印加される電圧の波高値は前記サイクロコンバータ
により、直流又は交流電源から供給される電流を調整す
ることにより、はぼ一定に制御される。負荷装置は、前
記進相コンデンサを高周波電圧源とするもので、任意の
有効電力及び無効電力をとる。当該負荷装置がとる無効
電力を検出し、その無効電力値に応じて前記サイクロコ
ンバータの循環電流を調整することにより。

前記進相コンデンサの印加電圧の位相が変動するのを防
止する。すなわち、負荷装置がとる無効電力が急変した
場合、当該無効電力値に比例した量だけあらかじめ前記
サイクロコンバータに循環電流を増減させ、前記進相コ
ンデンサ電圧の周波数及び位相が基準電圧よりずれるの
を防止している。

また、前記負荷装置がとる有効電力を検出し、その有効
電力値に応じて前記電源から供給される電流をあらかじ
め調整することにより入力及び出力の有効電力の平衡化
を図り、前記進相コンデンサに印加される電圧の波高値
が変動するのを防止している。

このようにして高周波がリンク変換器を自然転流させる
電圧源と、なる、進相コンデンサ電圧の安定化を図り、
負荷急変時においても転流失敗の発生しない高岡渡り、
ンク変換装置を実現させる。

（実施例） 第１図は本発明の高周波リンク変換装置の一実施例を示
す構成図である。

図中、ＳＵＰは直流電源、　Ｌｓは直流リアクトル、Ｃ
Ｃは循環電流式サイクロコンバータ、ＣＡＰは進相コン
デンサ、ＬＯＡＤは負荷装置である。

循環電流式サイクロコンバータＣＣは、正群コンバータ
ＳＳＰと負群コンバータＳＳＮ及び直流リアクトルＬｏ
工ｐ　ＬＯ２で構成されている。

また、制御回路として、電流検出器ｃｒｓ、　ＣＴｐ。

ＣＴＮ、ＣＴＬ、電圧検出器ＰＴｃａｐ、　ＣＴＬ、有
効、無効電力検出器ＰＱＤ　、整流回路り９位相差検出
器５ＩＴＡ、比較器０１〜Ｃ４，加算器Ａ１〜Ａ３Ｍ電
圧制御補償回路Ｇｖ（ｓ）　？直流電流制御補償回路Ｇ
Ｉ（Ｓ）−位相差制御補償回路Ｈ９（Ｓ）、循環電流制
御補償回路Ｇｏ（Ｓ）　。

有効電力フィードフォワード制御回路ＦＦＰ　、　　無
効電力フィードフォワード制御回路ＦＦＱ　、　　反転
増幅器ＩＮＶ、位相制御回路Ｐ）ＩＰ、　Ｐ）ＩＮ及び
外部発振器ＯＳＣが用意されている。

循環電流式サイクロコンバータＣＣは、進相コンデンサ
ＣＡＰに印加される電圧Ｖａｔ　Ｖｂｙ　ｖ、の波高値
Ｖｃａｐがほぼ一定になるように直流電源ＳＵＰから供
給される電流Ｉｓを制御する。

また、負荷装置ｌ０ＡＤは、例えば誘導電動機等を駆動
するサイクロコンバータ等で、前記高周波進相コンデン
サＣＡＰを３相電圧源として当該サイクロコンバータに
より誘導電動機に可変電圧可変周波数の交流電力を供給
する。

次に、各制御動作を説明する。

まず、負群コンバータＳＳＮを介して進相コンデンサＣ
ＡＰに電圧を確立させる動作を説明する。

第２図は、直流電源ｖｓと負群コンバータＳＳＮと進相
コンデンサＣａｂ＋　ＣｂＯｐ　Ｃｃａと直流リアクト
ルＬｓの関係を示す等価回路である。

第２図の回路で、サイリスタＳ２とＳ４に点弧パルスが
入った場合、充電々流工ｓは電源Ｖｓ＋→　リアクトル
ｔ、ｓ→サイリスタＳ４→コンデンサＣａｂ→サイリス
タＳ２→電源ＶＳ−の経路と、電源ｖｓ＋→リアクトル
Ｌｓ→サイリスタＳ４→コンデンサＣＣａ→コンデンサ
Ｃｂｃ→サイリスタＳ２→電源Ｖｓ’″の経路に流れる
。この結果、コンデンサＣａｂには電源電圧ｖｓが充電
され、コンデンサＣｂｅｔ　ｃｅａには−Ｖｓ／　２の
電圧が印加される。

第３図（ａ）は、負群コンバータＳＳＮのサイリスタＳ
１〜Ｓ６の点弧モードを示すもので、第１図の外部発振
器Ｏ３Ｃからの３相基準信号ｅａｔ　ｅｂｔ　ｅｃに同
期して点弧パルスが与えられる。第２図のモードの後は
サイリスタＳ、に点弧パルスが与えられる。すると、コ
ンデンサＣｂｃに充電された電圧によって、サイリスタ
Ｓ２に逆バイアス電圧が印加され、Ｓ３はオフする。す
なわち、起動時には進相コンデンサＣＡＰは転流コンデ
ンサの役目をはたす。サイリスタＳ４とＳ、がオンする
と、コンデンサＣａｂｌ　ＣｂｅｌＣＣａに印加される
電圧も変化する。

第３図（ｂ）は、（ａ）のモードで点弧されたときの第
２図のａ、ｂ端子間の電圧Ｖａ−ｂと相電圧ｖａの波形
を表す、電圧Ｖａ−ｂはリアクトルＬｓを介して充電さ
れるため、破線の如く、除々に立上る。その時間を２５
とした場合、Ｖａ−ｂの基本波成分はδだけ遅れる。相
電圧■８は、当該線間電圧Ｖａ−ｂに対して（π／６）
ラジアンだけ位相が遅れる。

第３図の点弧モードと相電圧ｖ３を比較するとわかるよ
うに、起動時の位相制御角αＮは、αＮ＝π−δ　（ラ
ジアン）　　　・・・■となっている。δはあまり大き
くないので、近似的にはαＮ句１８０＠で運転されてい
ることになる。

このときのコンバータＳＳＮの出力電圧ＶＮは、第２図
の矢印の方向を正と考えると、 ＶＮ＝−ｋｖ”Ｖｃａｐ−ｃｏｓαＮ−＝■となってい
る。ただし、ｋＶは比例定数、■。ａｐはコンデンサの
相電圧波高値とする。

当該出力電圧ＶＮが電源電圧Ｖ８とつり合っている。

しかし、このままでは、進相コンデンサＣＡＰには、当
該電源電圧ｖｓ以上の電圧は充電されない、そこで、点
弧位相角αＮを９０°の方向に少しずらしてやる。する
と■式で示される出力電圧ＶＮが減少し、Ｖｓ＞Ｖｓと
なる。この結果、充電々流工、が増大しコンデンサ電圧
ＶＣａＰを増大させ、ｖｓ　＝　ＶＮとなって落ち着く
、さらにｖｃａｐを増大させたい場合には。

αＮをさらに９０°の方向にずらし、出力電圧ＶＮを減
少させることにより達成できる。

αＮ＝９０°　ではＶＮ＝Ｏとなり、理論的には、電源
電圧ＶＳがごくわずかな値でもコンデンサ電圧ｖａｍｐ
を大きな値に充電することができる。しかし、実際には
、回路損失があるため、その分の電力供給は必要不可欠
のものとなる。

このようにして進相コンデンサＣＡＰの電圧ｖｃａｐを
任意の値に充電することができる。

このようにして確立された進相コンデンサＣＡＰの電圧
Ｖａｔ　Ｖｂｙ　Ｃｃが、第１１！！！ｌノ位相制御回
ＩＩＰＨＰ。

ＰＨＮに与えられる３相基準電圧５ｊａｅ　１！Ｉｂｔ
　ｅｅの周波数と位相に大略一致することを次に説明す
る。

サイクロコンバータＣＣは電源から供給される入力電流
Ｉｓを制御するため、電源電圧Ｖｓに応じて。

その出力電圧ＶＣａを変化させている。ＣＣの出力電圧
ＶＣ３は正群コンバータＳＳＰの出力電圧Ｖｐと負群コ
ンバータＳＳＮの出力電圧ＶＮの平均値で、次のように
表わされる。

Ｖｃａ　＝　（Ｖｐ　＋　ＶＮ）　　／　２　　　　　
　　　　−　（Ｓ）また、循環電流工０は、上記正群及
び負群コンバータの出力電圧の差Ｖｐ　−Ｖ、が直流リ
アクトルＬｏｔ　ｅＬＯａ　に印加されることにより流
れる。すなわち。

Ｖｐ＞Ｖｓノ場合、工０は増加し、逆ニＶ　ｐ　＜　Ｖ
　ｓ　（Ｆ）場合、工◇は減少する。

通常は、Ｖｐ　弁ｖ、どなって循環電流１．の増減はな
い、このとき点弧位相角は、 αＮ″ｒ１８０”　　−αＰ　　　　　　　　　　’・
・に）の条件を満足している。

第４図は、αＦ＝４５”　、α、＝１３５°　の場合の
位相制御基準信号ｆａｍｅ　６ｂｔ　ａＱと、正群及び
負群コンバータの点弧パルス信号を表わす。

基準信号６ａｅ　ｅｂｖ　ｅＱは、外部発振器ｏｓｅか
ら与えられるもので、次式のように表わせる。

ｅ５１＝ｓｉｎ　（ω０・ｔ）　　　　　　　　　　　
・・・■ａｂ＝ｓｉｎ　（ω６・ｔ　−２ｙｃ／　３）
　　　　　・＝８ｅｃ＝ｓｉｎ　（ωｃ−ｔ＋２π／３
）　　　　・・・■ここで、ωｃ＝ｊπｆｃは高周波の
角周波数で例えば。

ｆｃ＝１ｋＨｚ程度に選ばれる。

進相コンデンサＣＡＰの相電圧Ｖａｎ　Ｖｂｔ　ｖｅが
上記基準電圧ｆ３ａｅ　５１ｂｔ　ｅＱの周波数と位相
に一致している場合、コンバータＳＳＰ、　ＳＳＮの出
力電圧は次のようになる。

Ｖｐ＝ｋａＶｃｇｐＩＩｃｏｓａｐ　　　　　　　　　
　　…＠ｖｓ＝−？Ｖ（，１ｐ＠ｃｏｓａＨ・”■故に
、に）式を満足している限り、ＶＰ　４　ＶＮとなって
循環電流工０の増減はない。

この状態から仮にコンデンサ電圧の周波数ｆｅａＦが低
くなり、第４図の破線のようにｖａ’　ｅ　Ｖｂ’　ｐ
Ｖｅ’となった場合を考える。

コンバータＳＳＰの点弧位相角は、αＰからαＰ′に、
また、ＳＳＮの点弧位相角はαＮからαＮ′に変化する
。

この結果、Ｖｐ　＞　ｖ、となり、サイクロコンバータ
ＣＣの循環電流工０を増大させる。

当該循環電流工０は、進相コンデンサＣＡＰ側から見た
場合、サイクロコンバータＣＣの入力側の遅れ無効電力
となる。

第５図は、サイクロコンバータＣＣの入力側の１相分の
等価回路を表わしたもので、サイクロコンバータＣＣは
、遅れ電流をとる可変インダクタンスＬｃｅに置き換え
られる。この回路の共振周波数ｆｅａＰは、次式のよう
になる。

ｆｃａｐ＝　１　／　（２ｙｃ４　Ｌｃｃ−Ｃｃａｐ　
）　　”（１０）循環電流が増大することは、等価イン
ダクタンスＬ０゜が減少することに等しく、上記周波数
ｆ。ａｐは増大し、Ｖａ’　＃　ｙｂ／　ｅ　Ｖｃ’　
の周波数１６ａＰは基準電圧ｅａｔ　ｅｂｔ　ｅＱの周
波数ｆ、に近ずく。

同様にｆ。ａｐ＞ｆｃとなった場合には、循環電流Ｉ。

が減少し、Ｌｏ。が大きくなって、やはり、ｆｅａｔ　
”ｆ、どなって落ち着く。

進相コンデンサＣＡＰの電圧の位相が基準電圧の位相よ
り遅れた場合には、上記ｆｃａｐ＜ｆｃとなったときと
同様に循環電流が増加し、進相コンデンサＣＡＰの電圧
位相を進める。逆に進相コンデンサＣＡＰの電圧位相が
基準電圧より進んだ場合には、上記ｆｃａｐ＞ｆｅとな
ったときと同様に、循環電流が減少し、進相コンデンサ
ＣＡＰの電圧位相を遅らせる。

このようにして、進相コンデンサＣＡＰの電圧ＶａｔＶ
ｂ＊　Ｖｃは、基準電圧ｅａ、ｅｂｔ　ａＱと同一周波
数、同位相となるように循環電流の大きさが自動的に調
整されるものである。

しかしながら、実際には回路損失等のため、進相コンデ
ンサＣＡＰに印加される電圧Ｖａｔ　Ｖｂｔ　ｖｃの位
相は、基準電圧ｅａｔ　ｅｂｙ　１５（Ｈより若干遅れ
る。その遅れ角をθとした場合、当該コンデンサ電圧Ｖ
ａｙＶｂｙ　Ｖｅは次式のように表わされる。

Ｖａ＝Ｖｃａｐ”５ｉｎ（ωｃ・ｔ−θ）　　　　　　
　　　　−（１１）Ｖｂ＝Ｖｃａｐ”５ｉｎ（ωｅ’ｔ
−θ＋２　ｔｃ／　３）　　　　−（１２）Ｖｃ＝Ｖｅ
ａｐ−ｓｉｎ（ω５＊ｔ−θ−２　π／　３）　　　　
−（１３）ただし、ｖｅａｐは電圧波高値である。

次に、第１図にもどって、進相コンデンサＣＡＰに印加
される電圧Ｖａ＋　Ｖｂｐ　ｖ、の波高値ｖｃａｐ制御
と前記位相角θの制御動作を説明する。

まず、入力電流１．は次のようにして制御される。

に 入力電流Ｉｓを比較器ＣＺに入力しその指令値Ｉ３と比
較し、偏差εＸ＝Ｔ−８Ｉｓを次の入力電流制御補償回
路Ｇｘ（Ｓ）に入力する。Ｇ工（Ｓ）は説明を簡単にす
るため反転の比例要素−に、のみとする、正群コンバー
タＳＳＰの位相制御回路ＰＩＦには、加算器Ａヨを介し
て、前記Ｇ工（Ｓ）の出力信号が入力される。また、負
群コンバータＳＳＮの位相制御回路ＰＩ（Ｎには、反転
増幅器ＩＮＶ及び加算器Ａ、を介して、上記Ｇｘ　（Ｓ
）の出力信号が入力される。ここで、循環電流制御補償
回路Ｇｏ（Ｓ）の出力信号が充分小さいものと仮定すれ
ば、上記位相制御回路Ｐ）ＩＰ及びＰＩＮの入力ＶＣｔ
ｐ及びＶｃＮは１次式のようになる。

ＶｃＰ弁−に工・ε工　　　　　　　　　　・・・（１
４）ＶｃＮ押に工・ε工　　　　　　　　　　　・・・
（１５）この結果、正群及び負群コンバータの各出力電
圧は、比例定数をｋｃとした場合、 Ｖｐ＝ｋｃ−ｖ　ａｐ勾−Ｋｘ−ｉ　ｘ　　　　　　・
＝（１６）ＶＮ　＝　　ｋｃ−ｖ　ａ　Ｎ”ｑ　Ｖｐ　
　　　　　　　　・＝　（１７）となる。

兼 Ｉｓ＞Ｉｓとなった場合、偏差ε工は正の値となり。

ｖｐ及びＶＮを減少させる。その結果、リアクトルｔ、
ｓに印加される電圧Ｖｓ　−（Ｖｐ　＋　ＶＮ）　／　
２が正の値となり、入力電流１．を増加させる。

に 逆にＩｓ＞Ｉｓとなった場合、偏差ε工は負の値となり
、　Ｖｐ及びＶＮを増加させ、入力電流工ｓを減少さ兼 せる。最終的には１．　＝　１．どなって落ち着く。

次に、進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧の波高値
ＰＴｅａｐにより進相コンデンサＣＡＰに印加される電
圧Ｖａ、　Ｖｂｐ　ｖｅの瞬時値を検出する。それを整
流回路りを介して整流し、波高値■。ａｐを求める。

当該波高値検出値ＶＣＭＰは比較器Ｃ工に入力され、に 波高値指令■。ａｐと比較される。当該偏差εＶ＝貝 ｖｃａｐ−ｖｃａｐは次の電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）
に入力され、比例増幅あるいは積分される。Ｇｖ（Ｓ）
の出膏 力は前記入力電流制御のための指令値１．どなる。

賊 Ｖ　ｃａ　ｐ　＞　Ｖ　ｃ　ａ　ｐとなった場合、偏差
εＶは正の値となり、　Ｇｖ（Ｓ）を介して電流指令値
工、を増加させる。

前述のように入力電流工ｓに一致するように制御される
。故に１．＝Ｖｓ−Ｉｓが電源ＳＵＰから進相コンデン
サＣＡＰに供給され、コンデンサの蓄積エネルギ（１／
２）Ｃｃａｐ−Ｖｃａｐ＝Ｐｓ・ｔが増加する。すなわ
ち、電圧波高値ｖｃａｐが増加する。

兼 逆にＶｃａｐ＜Ｖｃａｐとなった場合、偏差ａｙは負の
に 値となり、　Ｇｖ（Ｓ）を介して、電流指令値工ｓを減
少させる。偏差εＶが負の値で大きくなったときに蚤 は、工ｓは負の値にもなる。この結果、有効電力Ｐ。

も負の値となり、コンデンサの蓄積エネルギーが電源Ｓ
ＵＰに回生され、ＶＣａＰは減少する。最終的にに は、ｖｃｍ＝ＶｅａＦとなるように制御される。

以上のようにして進相コンデンサＣＡＰの電圧波に 高値ＶＣａＦは指令値ＶＣａＰに一致するように制御さ
れる。

次にサイクロコンバータの循環電流制御の動作を説明す
る。

サイクロコンバータＣＣの循環電流工０は、正群及び負
群コンバータの各出力電流ＩＰｔＩＮから次式のように
求められる。

Ｉｏ＝（Ｉｐ＋Ｉｓ　　　Ｉ　ＩＰ−ＩＮＩ）／２　−
（１８）このようにして検出された循環電流工０を比較
母貝 Ｃ４に入力し、その指令値工０と比較する。当該偏差に Ｅ□＝Ｉ□　　Ｉ□を次の循環電流制御補償回路Ｇｏ（
Ｓ）に入力し、比例増幅する。その比例定数をに、とす
ると、（１４）、　（１５）式で与えられた位相制御入
力電圧ＶαＰ＋　Ｚ’αＮは次のようになる。

すαＰ＝−にＸ―εＩ＋ＫＯ・　εｏ　　　　　−（１
９）ＶｃＮ　＝Ｋ　Ｘ−εＴ＋Ｋｏ−ε０　　　　　　
…（２０）Ｉｏ＞Ｉｏとなった場合、偏差ε０は正の値
となり、正群コンバータＳＳＰの出力電圧ｖＰを増加さ
せ、負群コンバータＳＳＮの出力電圧ＶＮとなり、循環
電流工０を増加させる。

に 逆にＩ　ｏ　＜　Ｉ。どなった場合、偏差ε０は負の値
となり−ＶＰ＜ＶＮとなって、循環電流工０を減少させ
る。

最終的には、Ｉｏ：ＩＯとなって落ち着く。

次に、この循環電流工。を用いて進相コンデンサＣＡＰ
に印加される電圧Ｖａｎ　Ｖｂｗ　Ｖｃの位相差θの制
御を行う方法を説明する。

第６図は第１図の位相差検出回路５ＩＴＡの具体例を示
す構成図である１図中、ｋ□〜に２は比例要素、ＭＬ工
〜ＭＬ、は乗算器、ＡＤは加算器、Ｋは比例要素、ＶＴ
は移相器である。

まず、外部発振器ＯＳＣからの出力信号ｅａｔ　ｅｂｔ
ｅｏは移相器ＶＴを介して、９０°位相の進んだ信号ｅ
ａｒ　８ｂｙ　ｅＱに変換される。すなわち、ｅａ　”
　（ｅｃ　　ｅｂ）　／　Ｊａ＝　ｓｉｎ　（ω。・ｔ
＋π／２）　　　　・・・（２１）＝ｃｏｓ（ωｃ＠ｔ
） ｅｂ　＝　（ｅａ　−ｅｃ）　／　Ｊａ＝ｃｏｓ（ω。

・ｔ−２π／３）　　　　　・・・（２２）ｅｃ　＝　
（ｅｂ　　ｅａ）　／　Ｊａ＝ｃｏｓ（ω。・ｔ−２π
／３）　　　　　・・・（２３）となる。

また、３相電圧検出器ＰＴｅａｐによって検出された進
相コンデンサＣＡＰの瞬時電圧Ｖａ、Ｖｂｔ　Ｖ。は、
比例要素に□、に、、に□を介して規格化され、単位電
圧１ｒａｙ　？ｂｙ　１１Ｃになおされる。

乗算器ＭＬ工〜ＭＬ、、加算器ＡＤ及び比例要素を用い
て、次式のように位相差θの正弦値ｓｉｎθ　が求めら
れる。

＝−ｓｉｎθ ・・・・・・（２４） 位相差θがあまり大きくない範囲では、θ”５　ｓｉｎ
θとなるので、制御量としてｓｉｎθを用いてもあまり
問題ない、なお、この後にｓｉｎ””の演算を行えば、
正確なθを求めることもできる。

位相差θは進みを正として検出する。

位相差の検出値θは、第１図の比較器Ｃ３に入力され指
令値θ兼と比較される０通常、この指令値θには零に設
定されている。偏差εｅ＝θに一θは次の位相差制御回
路Ｈ・（Ｓ）に入力され、比例増幅あるいは積分される
。このＨ＠１（Ｓ）の出方信号ＩＯＭは前述の循環電流
指令値となる。

θ兼〉θの場合、偏差ε・は正の値となり、■＠に （Ｓ）を介して、循環電流指令ＩＯを増加させる。故に
循環電流指令１．もそれに従って増加し、第５図の等価
回路のＩＣｃを減少させる。従って、　（１０）式の波
数ｆｃａｐが高くなり、進相コンデンサの電圧ＶａｔＶ
ｂｅ　Ｖｃの位相θを進ませる。

逆にθに〈θの場合、偏差ｉｅＪは正の値となり、循環
電流ＩＯを減少させ、（１０）式の周波数ｆｅａＦを減
少させる。その結果、Ｖａｙ　Ｖｂｗ　Ｖｃの位相θを
遅らせる。

最終的にはθ＝θにとなって落ち着く、この指令値θ減
を零とすれば、位相差θも零となり、進相コンデンサＣ
ＡＰの印加電圧Ｖａ＊　Ｖｂ＋　Ｖ。と外部発振器Ｏ８
Ｃからの基準信号ｅａｔ　（Ｉｂｙ　ｅＱの位相は完全
に一致する。

以上のようにして、進相コンデンサＣＡＰに印加される
電圧の波高値ＶＣａＦ及び位相差θを各々の指令値通り
に安定に制御することができる。しかし負荷が急変した
場合には、最終的にｖｃａｐ　’Ｆ　ｖｃａｐ　ｆθ＝
θＸとなって落ち着くが、その過渡状態では。

波高値ｖｃａｐ及び位相差θが大きく変動するという問
題点が残る。特にサイクロコンバータの点弧位相角αＰ
、αＮは外部発振器Ｏ３Ｃからの基準信号に基づいて決
定されるため、位相差θが変動した場合、実際の点弧位
相角がずれてしまう欠点がある。

このため、自然転流を行っているサイクロコンバータの
転流余裕角が小さくなり、転流失敗をひき起すおれがで
てくる。

次に、負荷が急変した場合でも進相コンデンサの電圧の
位相差θ及び波高値■。ａｐが影響を受けないようにす
るフィードフォワード制御の動作説明を行う。

まず、電流検出器ＣＴ、及び電圧検出器ＰＴ、により、
負荷装置ＬＯＡＤに供給される３相電流Ｉｔ（Ｉｔ−ｕ
ｙ　ＩＬＶＩニジｌ１ｌ）と３相電圧ＶＬ（Ｖ＋−ｕｓ
　ＶＬＶＩ　ＶＬｖ）を検出する。

その３相電圧、電流の検出値を有効無効電力演算回路Ｐ
ＱＩ）に入力し、瞬時瞬時の有効電力Ｐ、及び無効電力
Ｑｔ、を求める。

有効電力検出値Ｐ、は、フィードフォワード制御回路Ｆ
ＦＰに入力され、次の演算を行うことにより。

兼 入力電流指令値ＩＳＯが求められる。

兼 当該指令値ＸＳＯは加算器Ａ１に入力され電圧制御擾 入力電流指令値Ｉｓ　”　ｒｓｏ＋Δ１．となる、入力
電流員 ｒｓはこの指令値１．に一致するように制御されること
は前に述べた・ 鍼 Ｖｃａｐ”ＦＶｃａｐの場合、すなわち、　Ｇｖ（Ｓ）
の出力に ΔＩｓが十分少さいときを考える。このとき負荷の有効
電力ＰＬが急に増加したと仮定する。すると、擾 （２５）式で与えられる入力電流指令値ＩＳＯも増加し
、実際の入力電流工ｓもそれに追従して、ただちに増加
する。この結果、電源ｓｕｐから、負荷の有効電力ＰＬ
に見合う有効電力ｐｓ＝ｖｓ　−Ｉｓが供給され、高周
波進相コンデンサＣＡＰに出入りする有効電力Ｐｃａｐ
　”　Ｐ５−　ＰＬは零となる。故に当該コンデンサＣ
ＡＰの蓄積エネルギーは変化せず、電圧波高値ｖｃａｐ
は不変となる。すなわち、負荷急変によってもｖｅａｐ
は影響を受けないようになる。

一方、負荷がとる無効電力の検出値Ｑｔ、は、フィード
フォワード制御回路ＦＦＱに入力され１次の演算を行う
ことにより、サイクロコンバータＣＣの楯に 環電流指令値Ｉ００が求められる。

■＝。：±（Ｑｃａｐ　ＱＬ ２　　ｋ、Ｖ（ａｐ、５ｉｎｃｚｐ−ＩＩｓ１）”・（
２６）Ｑｃａｐ　：進相コンデンサＣＡＰがとる進み無
効電力ｋ　：比例定数 αＰ＝１８０°−αＮ；正群コンバータｓｓｐの点弧位
相角 真 当該指令値Ｉ。０ は加算器Ａ４に入力され位相差制 兼 ロコンバータＣＣの循環電流工０はこの指令値工０に一
致するように制御される。

θ艷］の場合、すなわちＨ＠（Ｓ）の出カΔ工０が十分
無効電力ＱＬが急に増加したと仮定する。すると（２６
）式で与えられる循環電流指令値Ｉ００が減少し、それ
に追従して実際の循環電流工０も減少する。

このときサイクロコンバータＣＣがとる遅れ無効電力Ｑ
ｃｃ　　（高周波側から見た無効電力）は次式のように
与えられる。すなわち、 Ｑｃｃ＝に−Ｖｃａｐ（ＩＩｓｌ＋２Ｉｏ）・５ｉｎａ
ｐ　　−（２７）憾 となり、ＩＯ”　１００であるから。

Ｑｃｃ”Ｑｃａｐ　　Ｑｔ。

・・・（２８） となる、故にＱｔ、が増加した分だけ、（Ｉｃｅが減少
しＱｅａｐ＝Ｑｃｅ＋Ｑｔ、は常に一定となる。従って
、進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧Ｖａ＊　Ｖｂ
ｗ　ｖｅの周波数及び位相は負荷急変によっても影響さ
れず。

θ＝θ兼の状態を保つことができる。

第７図は本発明装置の別の実施例を示す構成図である。

図中ＳＵＰは３相交流電源、ＣＣ−１は第１の循環電流
式サイクロコンバータ、　ＣＡＰは高周波進相コンデン
サ、ＣＣ−２は第２のサイクロコンバータ。

Ｍは３相交流電動機、ＰＧは回転速度検出器。

ＣＴｓ、　ＣＴＬ、　ＣＴｓは電流検出器ｐ　ＰＴｃａ
ｐ、　ＣＴＬは電圧検出器、　ＰＱＤは有効無効電力演
算回路、Ｄは整流回路、　５ＩＴＡは位相差検出器、　
ＡＶＲは電圧制御回路。

ＡＣＲよけ入力電流制御回路、ＡＣＲは位相差制御回路
。

ＡＣＣＲは循環電流制御回路、０３ｃは外部発振器、　
ＰＨＣ工は第１のサイクロコンバータの位相制御回路。

ＦＦＰは有効電力フォードフォワード制御回路、　ＦＦ
Ｑは無効電力フィードフォワード制御回路、　ｓｐＣは
速度制御回路、　ＡＣＲ２は電動機電流制御回路、　Ｐ
ＨＣ。

は第２のサイクロコンバータの位相制御回路である。

電源ＳＵＰが交流電源となっている点が、第１図相入力
電流ｌ５Ｒｙ　Ｉ３３＋　ＩＳＴの指令値ｌ５Ｒｅ　ｌ
５ａｙ　Ｉ！ｉｉＴとなる。

負荷装置として、第２のサイクロコンバータＣＣ−２と
、交流電動機Ｍが接続されている。ＣＣ−２は進相コン
デンサＣＡＰを高周波電圧源として、交流電動機Ｍに可
変電圧可変周波数の正弦波電流工υ。

工い工ｗを供給する。

有効電力のフォードフォワード制御回路ＦＦＰでは、次
の演算を行うことにより、３相交流電源に ＳＵＰからの供給電流の波高値指令工ｓｏを求める。

Ｖ８ｍ＋は、電源電圧波高値 また、無効電力のフィードフォワード制御回路ＦＦＱで
は、次の演算を行うことにより、第１のすイクロコンバ
ータの循環電流制御回路。。を求める。

・・・（３０） ＩＳＲ＊　Ｉ’！Ｓｔ　ＩＳＴは電源からの入力電流α
８．α８．α１は電源各相に対するＣＣ−１の点弧位相
角 には比例定数 制御動作は第１図とほぼ同様である。

〔発明の効果〕

以上のように本発明によれば、負荷装置がとる無効電力
が急変した場合、当該無効電力値に応じてサイクロコン
バータの循環電流をただちに増減させ、進相コンデンサ
の電圧の周波数及び位相がずれるのを防止することがで
きる。また、負荷装置がとる有効電力を検出し、その有
効電力値に応じて電源から供給される電流をあらかじめ
調整することにより、入力及び出力の有効電力の平衡を
図り、前記進相コンデンサに印加される電圧の波高値が
変動するのを防止している。

このようにして、高周波リンク変換器を自然転流させる
電圧源となる進相コンデンサ電圧の安定化を図り、負荷
急変時においても転流失敗の発生しない高周波リンク変
換装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の高周波数リンク変換装置の一実施例を
示す構成図、第２図及び第３図は第１図の装置の起動動
作を説明するための等価回路図とタイムチャート図、第
４図及び第５図は第１図の装置の動作を説明するための
タイムチャート図と等価回路図、第６図は第１図の装置
の位相差検出回路の実施例を示す具体的構成図、第７図
は本発明装置の他の実施例を示す構成図である。 ＳＵＰ　　・・・直流又は交流電源 ＣＣ・・・循環電流式サイクロコンバータＣＡＰ　　・
・・進相コンデンサ ＬＯＡＤ　　・・・負荷装置 ＰＱＤ　　・・・有効電力、無効電力検出回路５ＩＴＡ
　−・・・位相差検出器 Ｇｖ（Ｓ）・・・電圧波高値制御回路 Ｇｘ　（Ｓ）・・・入力電流制御回路 Ｈ＠Ｉ（Ｓ）・・・位相差制御回路 Ｇｏ（Ｓ）・・・循環電流制御回路 ＦＦＰ　　・・・有効電力フォードフォワード制御回路
ＦＦＱ　　・・・無効電力フォードフォワード制御回路
０３Ｃ・・・外部発振器 Ｐ）ＩＰ、Ｐ）ＩＮ・・・位勤制御回路第 図 第 図 第 図 第 図 第 図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流又は交流電源と、当該電源に出力側端子が接
   続された循環電流式サイクロコンバータと、当該サイク
   ロコンバータの入力側端子に接続された高周波進相コン
   デンサと、当該進相コンデンサを高周波電圧源とする負
   荷装置と、前記進相コンデンサに印加される電圧の波高
   値がほぼ一定になるように前記直流又は交流電源から供
   給される電流を制御する手段と、前記負荷装置がとる無
   効電力を検出する手段と、当該検出手段によって検出さ
   れた無効電力値に応じて前記サイクロコンバータの循環
   電流値を調整する手段とを具備した高周波リンク変換装
   置。
2. （２）直流又は交流電源と、当該電源に出力側端子が接
   続された循環電流式サイクロコンバータと、当該サイク
   ロコンバータ入力側端子に接続された高周波進相コンデ
   ンサと、当該進相コンデンサを高周波電圧源とする負荷
   装置と、前記進相コンデンサに印加される電圧の波高値
   がほぼ一定になるように前記直流又は交流電源から供給
   される電流を制御する手段と、前記負荷装置がとる有効
   電力及び無効電力を検出する手段と、当該検出手段によ
   って検出された有効電力値に応じて前記直流又は交流電
   源から供給される電流制御量を調整する手段と、前記検
   出手段によって検出された無効電力値に応じて前記サイ
   クロコンバータの循環電流値を調整する手段とを具備し
   た高周波リンク変換装置。