JPH02266710A - 半導体集積回路フィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、た゛とえば、民生用機器（カラーテレビ、
ＶＴＲ（ビデオ・テープ・レコーダ）。

Ｒ−ＤＡＴ　（ロークリ・ヘッド・ディジタル・オーデ
ィオ・テープ・レコーダ）など）のアナログ信号がフィ
ルタを通過する場合に、特にフィルタのポール周波数（
以下、ｆｏという）を可変したときに、同一振幅レベル
とか、またはある比率で上下するようにして、フィルタ
の振幅レベルをある比率で一定で保持できる半導体集積
回路フィルタに関するものである。

〔従来の技術〕

第６図はトランスコンダクタンスアンプを使用した従来
の２次の低域通過フィルタ回路を示す回路図である。こ
の第６図において、１は信号入力端子、２はこの信号入
力端子１からの入力電圧信号Ｖｔ　と出力端子６から出
力される出力電圧信号ｖ、との差分入力電圧信号を電流
ｉＩに変換するトランスコンダクタンスアンプである。

この信号１１はコンデンサ４により積分され、バッファ
回路３を経て、トランスコンダクタンスアンプ２ａに入
力されるようになっている。

このトランスコンダクタンスアンプ２ａは上記トランス
コンダクタンスアンプ２と同様の機能を有するものであ
り、バッファ回路３から入力される入力電圧信号ｖ１　
と出力電圧信号Ｖ、との差分を電流１つに変換して出力
するようになっている。

この電流ｉ、はコンデンサ４ａにより積分されて、バッ
ファ回路３ａを経て、信号出力端子６から出力信号電圧
Ｖ、が出力されるようになっている。

また、トランスコンダクタンスアンプ２，２ａと電源と
の間には、それぞれ電流源回路５ａ、　　５ｂが接続さ
れているとともに、電源とアース間にも、電流源回路５
Ｃが接続されている。

これらの電流源回路５ａ〜５Ｃはｆ、コントロール回路
５によって制御されるようになっており、これにより、
トランスコンダクタンスアンプ２゜２ａのトランスコン
ダクタンスｇｌｌ＋　、　ｇ腸２値が制御され、ｆ６を
制御するようになっている。なお、９はｒ拳コントロー
ル信号端子である。

次に、動作について説明する。信号入力端子１に人力信
号電圧Ｖｉ　が人力されると、トランスコンダクタンス
アンプ２の（ト）入力端に入力される。

トランスコンダクタンスアンプ２の（ハ）入力端は出力
端子６と接続されているため、出力電圧信号Ｖ、が印加
されている。

したがって、トランスコンダクタンスアンプ２は、入力
信号電圧Ｖｉ　と出力信号電圧Ｖ、との差分電圧（ｖｔ
　　Ｖ＠）に比例したｔ流１１がトランスコンダクタン
スアンプ２の出力端に現れる。

トランスコンダクタンスアンプ２の出力端に現れた電流
１１は、コンデンサ４により積分され、その積分された
電流はバッファ回路３を通すと、その出力端には、電圧
信号■、となって現れる。

この電圧信号ｖｌは後段の後段のトランスコンダクタン
スアンプ２ａの（ホ）入力端に印加される。

この場合、バッファ回路３はトランスコンダクタンスア
ンプ２と２８との結合において、干渉を防ぐようにして
いる。

トランスコンダクタンスアンプ２ａ以降の信号処理動作
は、トランスコンダクタンスアンプ２、バッファ回路３
、コンデンサ４の動作と同様である。

これまでの動作の主要動作を表す主要関係式と、この主
要関係式の結果から得られる第６図の低域通過フィルタ
の伝達関数を以下に示す。

囚　主要関係式 ％式％（１） この（１）式〜（４）式において、 １＋　はトランスコンダクタンスアンプ２の出力電流、 １１　はトランスコンダクタンスアンプ２ａの出力電流
、 ■１はコンデンサ４による積分電圧、 ｇｌｌｌ　　はトランスコンダクタンスアンプ２のトラ
ンスコンダクタンス、 ｇ■２はトランスコンダクタンスアンプ２ａのトランス
コンダクタンス、 である。

＋Ｂ）　　結果式 上記（１）弐〜（４）式を用いて、結果式を算出する。

伝達関数□（Ｓ）　＝　Ｈ（Ｓ） Ｖ　盈 Ｓ”　’Ｃ：”　十Ｃｒ、Ｃｚ ただし、この（５）式において、ｊωをＳとするととも
に、Ｃｔ、Ｃｔはそれぞれコンデンサ４．４ａの容量で
ある。

２次のこの種のフィルタの伝達関数の一般式は、である
。

この（６）式において、 ω。はポール角周波数、 ｒｏはポール周波数、 ＱはポールＱ１ である。

上記（５）式と（６）式を比較すると、（７）式から、 となる。

この（９）式から、ポール周波数（第５図、第７図のｒ
、あるいはｆｘ）は、」ト→−と４ととの乗算したもの
の平方根を２πで除算したものである。

また、（８）式から、ポール周波数における振幅レベル
は両トランスコンダクタンスｇ”＋　＋　ｇ’ｌｚ　の
比」とと両コンデンサ４，４ａの容量ＣＩ＋　　ＣｚＯ
比Ｊ Ｃ２ ■との値を乗算したものの平方根により決定されている
ことがわかる。

第７図のａまたはｂはＱの値がより大きい場合の一般的
な低域通過フィルタ（ＬＰＦ）の特性を示している。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来の低域通過フィルタは以上のように構成されている
ので、上記（８）式を説明したように、第６図のｆ、コ
ントロール信号端子９にたとえば、ハイの信号を入力し
、ｆ０コントロール回路５により、トランスコンダクタ
ンスｇｒａ＋　、　ｇｌｌｇ　をコントロールする電流
源回路５ａ〜５ｃをたとえば、−様にコントロールし、
−（１−の比を一定に保つよｇｌｌｇ うにすることができれば、半導体集積回路内のコンデン
サは元来その比は極めて正確に作成するこ定で、かつｆ
ｏは（９）式からｇｌｌ・ｇｌｌｚ　の乗算値の平方根
で比例する。

したがって、たとえば、ｇｌｌｌ　、　ｇｌｌｇをとも
に、振幅レベルを低下させることなく、一定で実現する
ことが計算値上からでは、充分者えられ、理論的にもお
かしいことはない。

すなわち、第５図のように、ポール周波数ｆ２から一段
と低いポール周波数ｆ、にポール周波数を下げても、振
幅レベルは一定となることが計算上では考えられる。

しかしながら、実際の回路で必ずしもうまくいかず、た
とえば、第７図のように、ポール周波数をｆ２からｆｌ
に下げると、Ｑが低下し、第７図のｂのように、振幅レ
ベルが下がるという問題点があった。

この従来の問題点の主要因は種々あるが、主たる原因は
ｆ、コントロール回路５による電流源回路５ａ〜５ｃの
電流比のトラッキング精度、電流源回路５ａの電流調整
によるトランスコンダクタンスｇ■、の変化率（＝９ｇ
ｍｌ、、電流源回路５ｂａｌ。

の電流調整によるトランスコンダクタンスｇｌｌ　の変
化率＜　＝ａ　ｇ　ｗｈ　ｚ　＞が同一にしづらい。

ａｌ。

なお、Ｉ、、１．はそれぞれ電流源回路５　ａ　＋　５
　ｂによりトランスコンダクタンスｇ１ｍ＋＋　ｇｌｌ
ｚを決めるコントロール電流である。

上記変化率が同一にしづらい理由は、たとえば、第８図
のように、トランスコンダクタンスｇｅａｒｇｕｔの（
ト）、Ｈのオフセット電圧発生状況がトランスコンダク
タンスｇ１を決めるコントロール電流Ｔ＋　　　トラン
スコンダクタンスｇｅｔを決めるコントロール電流１．
の値により変化し、トランスコンダクタンスアンプ内の
初段の差動アンプのトランスコンダクタンスが一定の比
で相似的に変化せず、結果として、（８）式のＱを決定
するー（１−の比がｌＤ 線形に変化しないことにあるためである。

この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、所定のポール周波数からポール周波数を変
えても、振幅レベルがほぼ同一になり、かつ簡単な手段
でできる半導体集積回路フィルタを得ることを目的とす
る。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係る半導体集積回路フィルタは、後段のトラ
ンスコンダクタンスアンプの（ハ）入力端とフィルタの
出力端子との間に挿入され、出力電圧所定の比でフィー
ドバックするフィードバック回路網と、このフィードバ
ック回路網のフィードバック量をコントロールするＱコ
ントロール回路とを設けたものである。

〔作　用〕

この発明におけるフィードバック回路網によるフィルタ
の出力電圧を後段のトランスコンダクタンスアンプの（
ハ）入力端に所定の割合で抑制してフィードバックする
とともに、所定のポール周波数にポール周波数を下げた
ときにはＱコントロール回路により、低ポール周波数に
おける計算値上のＱを高ポール周波数におけるＱよりも
高くし、かつ低ポール周波数から高ポール周波数に上げ
たときは逆にＱを抑えるように、フィードバック回路網
のフィードバック量をコントロールする。

〔実施例〕

以下、この発明の半導体集積回路フィルタの実施例につ
いて図面に基づき説明する。第１図はその一実施例の構
成を示す回路図である。

この第１図において、構成の説明に際し、第６図と同一
部分には同一符号を付して、その重複説明を避け、第６
図とは異なる部分を主体に述べる。

この第１図を第６図と比較しても明らかなように、第１
図では、第６図の構成に新たに、フィードバック回路網
７とＱコントロール回路８を付加したものである。

すなわち、出力端子６とトランスコンダクタンスアンプ
２ａの（ハ）入力端との間にフィードバック回路ｍ７が
挿入されており、抵抗ＲＢがこの（ハ）入力端と出力端
子６との間に接続されている。

また、トランスコンダクタンスアンプ２ａの（ハ）入力
端は抵抗ＲＡを介して直流電源Ｅを正極に接続されてお
り、この直流電′ａＥの負極はアースされている。

直流電源Ｅの正極とトランスコンダクタンスアンプ２ａ
の（ハ）入力端間には、スイッチ７１が接続されており
、このスイッチ７１はＱコントロール回路８の出力によ
り開閉制御されるようになっている。

このＱコントロール回路８およびｆ、コントロール回路
５の入力端はｆ０コントロール信号端子９に接続されて
いる。

上記フィードバック回路網７は出力端子６に現れる出力
信号電圧Ｖ、をある割合、すなわち、第１図の場合、抵
抗ＲＡ−ＲＣの抵抗値をそれぞれダグタンス２ａヘフイ
ードバツク量を与えるものである。

また、Ｑコントロール回路８はこのフィードバック回路
１ｉ１７のスイッチ７１（アナログスイッチなど）のオ
ン、オフを制御し、低域通過フィルタのＱの値を変化さ
せるものである。

次に動作について説明する。第２図は第１図の実施例の
フィードバック回路Ｍ４７の内部構成を節略化し、かつ
Ｑコントロール回路８を図示省略したものであり、この
第２図により、第１図の実施例の動作を説明し、ポール
周波数とＱの値を算出する。

フィードバック回路網７の抵抗ＲＡを希望するｆｏの値
に対して、適応的に抵抗ＲＡＯ値を変化させるようにし
ている。

第６図で示した従来の回路構成と同様な主要関係式およ
び結果式（＝伝達関数）を以下に記載する。

この発明において、上記従来例と異なるのは、フィルタ
後段のトランスコンダクタンスアンプ２ａＲＡＩ のフィードバック量が１００％かり　　　＝−だＲＡ十
ＲＢ　　Ｋ けになることに着目して式をたてる。

（１）主要関係式 ％式％ （ａ　結果式 上記０θ式〜０５）式を用いて、結果式を算出する。

伝達関数□（Ｓ）　−Ｈ（Ｓ） ｉ ここで、２次のこの種のフィルタの伝達関数の一般式（
前記（６）弐）と比較すると、ω。は前記（７）式と同
じで、したがって、ｒ、も前記（９）式と同じであるこ
とは明らかである。

しかしながら、Ｑについては、（７）式の１次の係数を
比較して求めると、 Ｑ＝−’−ｏａｘ　Ｋ−Ｃ＊ ｍｔ ニー　１　　ｘ　　ｇ　ｍ　＋・ｇｌｌｇｇｌ　　　Ｃ
＋、（ｇ　　ｘＫｘ　Ｃ。

となる。

すなわち、従来の第６図の回路と比較して、第２図の回
路のＱはに倍となって表現される。他のω。、ｆｏは全
く変化しないということが上記式かられかる。

第１図の実施例の回路は第２図の回路構成をベースとし
て、上記０１式のように表されるＱの値を抵抗ＲＡに並
列に抵抗ＲＣをスイッチ７１でオン。

オフして、Ｋの値を可変しく抵抗ＲＣが抵抗ＲＡに並列
になる場合はＫがアップする）でいる。

すなわち、このようにすることにより、たとえば、ポー
ル周波数１８である振幅レベルで設定し、次に電流電源
回路５ａ、５ｂでトランスコンダクタンスｇ鶴１＋　ｇ
＋＊ｆｉのコントロールｔｆＥ　Ｉ　Ｉｔ　　ｌ　ｚ’
ｃ　減少することにより、トランスコンダクタンスｇ１
１＋＋ｇ１を減少し、ポール周波数をｆｌに設定したと
きに、上述したように、回路の非線形特性、特に９５ｍ
１　　−１１１−である場合、 第８図のように、　　９１．〉　ａ＋。

コントロール電流１．．１．でトランスコンダクタンス
を可変すると、」とは一定でなく、」とｇｌｌｚ　　　
　　　　　　　　　　　　　　　ｇ閣！はある係数で減
少する。

この結果とし、（８）式または０７）式で表されるＱは
減少し、第８図のように、ポール周波数ｆ、で振幅レベ
ルが下がることを、抵抗ＲＡに並列に抵抗ＲＣをスイッ
チ７１でシッートし、Ｋを大きくし、振幅レベルの低下
を補償することが可能となる。

すなわち、第５図のようにａｌ＋　　ｂ＋の振幅レベル
を一定にすることができる。

次に、第１図のブロックを実際のｔＣ化回路で展開した
第３図について説明する。この第３図の各ブロックの符
号は第１図のブロックの符号と同じであり、第３図では
第６図の従来例の構成に対して新たに付加された部分の
みを説明する。

まず、バイアス回路１１は回路のバイアス電流を設定す
る回路であり、また、Ｑコントロール回路８はＱコント
ロール信号端子９からＱコントロール信号電流が流れる
と、トランジスタ８ａがオンとなる。

これにより、トランジスタ８ｂのエミッタからベースと
コレクタが接続されたトランジスタ８ｂが抵抗８ｃ１　
トランジスタ８ａのオン状ａ（Ｖｅｘ＝０）のルートを
形成し、電流が流れる。

これにより０、トランジスタ８ｂとカレントミラーを構
成しているトランジスタ８ｄ、８ｅはオンとなる。トラ
ンジスタ８ｄのコレクタ電流はフィードバック回路網７
のスイッチ７１　（アナログスイッチ）のベースに入り
、スイッチ７１の２個のトランジスタをオンとして、抵
抗ＲＣが抵抗ＲＡに並列に接続される。

この結果、第１図および第２図で説明したように、Ｋの
値を大きくするように働く。

ここで、トランジスタ８ｄのコレクタ電流はスイッチ７
１のベースを通過し、トランジスタ８ｆのコレクタに流
れる。これはトランジスタ８ｅからのコレクタ電流を利
用して、カレントミラー回路を構成しているトランジス
タ８ｆ、８ｇを活性化し、トランジスタ８ｆのコレクタ
がトランジスタ８ｄからスイッチ７１へ流れる電流を吸
収するように作動するからである。

第１図で示したバイアス印加用の直流電源Ｅは、第３図
のＱコントロール回路８内のバイアス電源８ｈと、この
バイアス電源８ｈで活性化されたエミッタフォロアのト
ランジスタ８１と電流源のトランジスタ８ｊからなる回
路に相当するものであり、トランジスタ８１のエミッタ
電極が第１図の直流電源Ｅの正極に相当する。その他の
部分は第１図と同様の動作を行う。

なお、上記実施例では、単にポール周波数ｆ。

について、ポール周波数ｆ、、ｆ、という、２ポイント
のみの振幅レベル比を一定にする例で述べたが、これは
３点、４点と、複数の周波数ポイントを設定し得ること
は明らかである。

また、低域通過フィルタのみならず、帯域通過フィルタ
（ＢＰＦ）、位相回路などにも応用できることは明らか
である。

また、第１図に示したこの発明の実施例の他の転用例と
して、第１図のフィードバック回路Ｍ４７の抵抗ＲＢの
代りに、第４図に示すように、トランスコンダクタンス
アンプ２，２ａと同様に、第３のトランスコンダクタン
スアンプ７２（トランスコンダクタンスはｇ１１３）を
接続し、ＲＢ　＝−！−とすることにより、トランスコ
ンダクタンスｇｌｌ１３の値をコントロールしても、第
１図の実施例と同様の効果を奏することは明らかである
。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、後段のトランスコン
ダクタンスアンプに出力信号電圧を所定の比率でフィー
ドバックするフィードバック回路網を挿入するとともに
、このフィードバック回路網のフィードバック量をポー
ルコントロール信号に基づきＱコントロール回路でコン
トロールしてポール周波数を変えても振幅レベルが一定
になるように半導体集積回路にマツチさせながら組み込
んだので、半導体集積回路の非線形パラメータ、特にト
ランスコンダクタンスアンプのトランスコンダクタンス
を制御する電流に対するトランスコンダクタンス変化係
数（微分係数）が異なることによるフィルタのＱに起因
する振幅レベル変動を一定比になるように逆補正するこ
とができる。

これにともない、ＶＴＲ，Ｄ−ＶＴＲ（ディジタル・Ｖ
ＴＲ）などの民生機器の記録再生で標準モード、長時間
モードなどによりフィルタのポール周波数をある比で減
少または増大させたときに、定められた振幅レベルに制
御することができ、従来のように、外付部品を省略する
ことが可能となり、コンパクトに機器の電気回路をまと
めることが可能となり、特に磁気記録再生回路などに使
用する波形等価回路などのＬＳＩ化には、その効果が著
しい。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による半導体集積回路フィ
ルタの回路図、第２図は第１図の半導体集積回路フィル
タの原型となる回路図、第３図は第１図の半導体集積回
路フィルタの詳細な回路構成を示す回路図、第４図はこ
の発明の他の実施例による半導体集積回路フィルタの回
路図、第５図はこの発明による半導体集積回路フィルタ
により得られるポール周波数を変えたときの振幅レベル
が一定であるフィルタ特性図、第６図は従来の低域通過
フィルタの回路図、第７図は従来の低域通過フィルタの
ポール周波数を変化させたときのＱの低下によるポール
周波数に対する振幅レベルの変化を示す特性図、第８図
は従来の低域通過フィルタにおけるＱの変化による振幅
レベルの低下を招来する要因としてこのトランスコンダ
クタンスアンプのコントロール電流に対するトランスコ
ンダクタンスの微分係数が異なることによるトランスコ
ンダクタンス比の値が制御電流値の値によって変化する
要因の説明図である。 ２．２ａ、７２・・・トランスコンダクタンスアンプ、
３．３ａ・・・バッファ回路、４，４ａ・・・コンデン
サ、５ａ〜５Ｃ・・・電流源回路、５・・・ｆ０コント
ロール回路、７・・・フィードバック回路網、８・・・
Ｑコントロール回路。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 代理人　　　大　　岩　　増　　雄 第 図 第 図 弔 図 手 続 補 正 土 （自発） 発明の名称 半導体集積回路フィルタ ３、補正をする者 代表者 士 岐 守 哉 三菱電機株式会社内 第 図 ５゜ 補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄および図面６゜ 補正の内容 明細書７頁（８）式中の 同８ ■ ■ １８行の 「可能である。 この ため」を 「可能であるため」 と訂正する。 同 ■ ■ １行の （５ン 図面の第８図を別紙の通り訂正する。 ７゜ 添付書類の目録 訂正図面 通

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力電圧信号と出力電圧信号との差分入力電圧信号を電
   流に変換する前段のトランスコンダクタンスアンプと、
   この前段のトランスコンダクタンスアンプから出力され
   る電流を積分する前段のコンデンサと、上記出力電圧信
   号を所定の割合でフィードバックするフィードバック回
   路と、このフィードバック回路のフィードバック量と上
   記前段のコンデンサで積分された上記電流に対応する信
   号との差分の電圧を電流に変換する後段のトランスコン
   ダクタンスアンプと、この後段のトランスコンダクタン
   スアンプから出力される上記電流を積分して上記出力電
   圧信号を得る後段のコンデンサと、ポールコントロール
   信号により上記前段および後段のトランスコンダクタン
   スアンプのトランスコンダクタンスを制御することによ
   りポール周波数を制御するポールコントロール回路と、
   上記ポールコントロール信号により上記フィードバック
   回路網のフィードバック量を制御してポール周波数の可
   変時にフィルタのＱの値を変化させて振幅レベルを同一
   レベルに保持するＱコントロール回路とを備えた半導体
   集積回路フィルタ。