JPH02284550A - Ｍ相位相偏移変調（ｐｓｋ）信号を予備処理及び復調する方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、デジタル信号処理技術に関するものであって
、更に詳細には、多種類のデジタル位相変調信号を復調
する技術に関するものであり、旧つ位相変化が隣接する
位相状態に制限されている場合の多種類のデジタル位相
偏移変調信号を復調する装置及び方法に関するものであ
る。

従来技術 デジタル位相偏移変調信号（ＰＳＫ信号）は、通信にお
いて広範に使用されている。該信号は、周期的な波形の
位相における離散的変化によって発生される。位相は、
制御信号として作用する直列デジタルデータストリーム
に従って変化される。

本発明は、特に、変調が隣接する位相状態間の位相遷移
に制限されている場合のＰＳＫ信号に対する適用に関す
るものである。

従来のＰＳＫ変調は、復調器を必要としており、その復
調器の複雑性は変調信号の複雑性に比例するものであっ
た。例えば、二進ＰＳＫ信号は、局所的位相基準に関連
して使用される単一の乗算器を有する単一チャンネルか
ら構成される比較的簡単な復調器を必要とする。一方、
直角位相偏移変調（Ｑ　Ｐ　Ｓ　Ｋ）信号は、２個の位
相基準と２個の乗算器とを必要とする。位相状態の数が
増加すると、種々の位相状態の間の区別をするために、
位相基準、乗算器及び比較器の必要とされる数も増加す
る。この様な回路は複雑であり且つ高価なものであるが
、従来においては、信号対雑音比において十分な余裕を
与えるために必要なものであった。位相数が増加すると
、局所的に発生される位相基準を同期させるために使用
される回路の複卸性も増加する。局所的に発生される基
準は、同期されるのに有限の時間が必要とされ、そのこ
とは、メツセージの第一部分がバーストモード伝送期間
中適切に復調することの障害となる。この様な回路は複
雑であり且つ高価なものであるが１．Ｌｉえられたビッ
トエラー率に対して所要の信号対雑音比において十分な
余裕を与えるために必要なものであった。

第１図は、バーストモードＢＰＳＫ送信を復」１するの
に適した従来の典型的な双極性位相偏移変調（Ｂ　Ｐ　
Ｓ　Ｋ）復調器１０を示している。第１図を参照すると
、復調器１０は、位相分割器１２を使用しており、該位
相分割器１２は二つの出力として、第一位相成分θ１及
び第二位相成分θ２を供給し、この第二位相成分は短い
遅延線１４を介して供給され（１ビット期間の公称的遅
延を与える）、第一位相成分の出力と第二位相成分とが
混合器乃至は乗算器１６内において混合されてローパス
フィルタ１８へのベースバンドピットストリームを発生
する。ローパスフィルタ１８の出力は、２レベル比較器
２０へ適用するのに適しており、この比較器はデジタル
出力として０と１のストリームを発生するために使用さ
れる。

直角位相偏移変調はより複雑な復調器を必要とする。そ
の−例は、ＫａｍｉΩｏ　　Ｆｅｈｅｒ著「デジタル通
信−衛星／地球ステーションエンジニアリング（Ｄｉｇ
ｉｔａρ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ−８ａｔｅｄ
）ρｉｔｅ／ＥａｒｔｈＳｔａｔｉｏｎ　　Ｅｎｇｉｎ
ｅｅｒｉｎｇ）Ｊ、プレンティスホール出版、１９８３
年、１７０１７１頁に記載されている。その文献に記載
されているものは、差動オフセットＱＰＳＫ復調器及び
差動ＱＰＳＫ復調器である。この復調器において、同相
（Ｉ）出力及び直角相（Ｑ）出力が、直列データストリ
ームへ再結合する前に、別々にデジタルレベルへ変換さ
れる。この再結合は、ビットクロック相の先験的知識を
必要とする。この復調器は、ＱＰＳＫ信号に対してのみ
動作する。より高次のＭ相ＰＳＫ信号に対してこの様な
簡単な復調器は従来存在していなかったと考えられる。

必要とされるものは、信号対雑音比が主要な問題ではな
い場合においてＭ相ＰＳＫ信号と共に使用することが可
能な簡単な復調器である。更に必要とされることは、信
号を再インターリーブする不明確性を除去し且つ信号対
ノイズ比が主要な問題ではない場合においてＭ相ＰＳＫ
信号と共に使用することが可能であり且つ通信の開始か
ら最小の遅延で有効データを発生することが可能なＱＰ
ＳＫに対する簡単な復調器である。

目　　的 本発明は、以上の点に鑑みなされたものであって、上述
した如き従来技術の欠点を解消し位相変化が隣接する位
相状態に制限されている場合のデジタル位相偏移変調信
号を復調する装置及び方法を提供することを目的とする
。

構成 本発明によれば、変調が隣接する位相状態の間の位相遷
移に制限されている場合のＭ相ＰＳＫ信号を復調する方
法が提供され、その方法においては、復調の前に変調し
たソース信号の高調波を発生して隣接する位相状態の間
の位相差を拡張し、次いで選択した高調波信号の一つを
それがあたかも簡単な２相又は４相ＰＳＫ信号であるか
のように復調する。その結果信号対雑音比における余裕
の損失は、対応する復調回路の簡単化及びコストの節約
によってオフセットされる。しかしながら、複雑なＰＳ
Ｋ信号のスペクトル効率は維持される。

位相差の拡張は、位相のオーバーラツプから発生するこ
とのある不明確性を回避するために、最大で１８０°の
最大差に制限されている。

本発明によれば、変調が隣接する位相状態の間の位相遷
移に制限されている場合のタイプのＭ相ＰＳＫ信号を復
調する方法及び装置が提供される。

この方法は、ソース信号を位相間において予め選択した
位相関係を有する三つの経路へ分割する位相分割器を有
しており、それらの位相の一つは公称的に１ビット期間
だけ遅延され、一対の混合器乃至は乗算器を有しており
、該混合器の各々は第一入力として遅延した位相成分の
表示を受取り且つ他の位相成分の一つの表示を第二入力
として受取る復調器において動作可能である。該混合器
によって混合信号が結合器へ与えられ、該結合器は予定
された入力信号タイプに従って結合信号を加算及び減算
して１乃至Ｎ個の中間出力信号を発生する。１個の中間
出力信号が対応する２レベル比較器へ結合され、その各
々はそれぞれの中間出力信号を受取り且つそれに応答し
てデジタル出力を発生する。デジタル論理回路は、該比
較器の各々のデジタル出力に応答し、該デジタル出力を
１及び０からなる単一のデジタルピットストリーム内ヘ
マップする。その結果発生する信号対雑音比の余裕にお
ける損失は、対応する復調器回路の簡単化及びコストの
節約によってオフセットされる。

しかしながら、複雑なＭ＋［１ＰＳＫ信号のスペクトル
効率は維持される。

本発明によれば、変調が隣接する位相状態の間の位相遷
移に制限されている場合のタイプのＭ相ＰＳＫ信号を復
調するための方法及び装置が提供される。この方法は、
ソース信号を位相間において予め選択した位相関係を持
った二つの経路へ分割する位相分割器を有しており、該
位相の一つは公称的に１ビット期間だけ遅延されており
、その遅延した位相成分の表示を第一入力として受取り
且つ他方の位相成分の表示を第二入力として受取る単一
の混合器乃至は乗算器を有する復調器において動作可能
である。その出力信号は、少なくとも１個の２レベル比
較器へ結合され、その各々はデジタル出力を発生する。

デジタル論理回路が該比較器の各々のデジタル出力に応
答して、そのデジタル出力を、］及び０からなる単一の
デジタルピットストリーム内ヘマップする。その結果発
生する信号対雑音比の余裕における損失は、対応する復
調器回路の簡単化及びコストの節約によってオフセット
される。しかしながら、複雑なＭ相ＰＳＫ信号のスペク
トル効率は維持される。

実施例 以下、添付の図面を参考に、本発明の具体的実施の態様
について詳細に説明する。

第２図を参照すると、本発明に従ってＰＳＫ信号を変換
する方法がブロック図で示されている。

３６０°の一部の差動位相変化を有する入力デジタル変
調信号が高調波発生器１１２へ印加される。

高調波発生器１１２は、例えば、入力信号をそれ自身に
よって乗算する乗算器であって、例えば、半分の位相状
態が存在するように入力位相の２倍に等しい位相成分を
有する２倍の周波数の出力信号が得られる。この高調波
発生器１２は、入力信号の基本の２倍、３倍、４倍又は
Ｎ倍で乗算することが可能であり、隣接する位相状態の
間の位相差における結果的な拡張での制限は最大１８０
゜の最大差に制限されている。

高調波発生器１１２の出力はバンドパスフィルタ１１４
へ印加され、該フィルタは、処理のために意図されるＮ
次の高調波を有するチャンネルのみを通過させる。入力
デジタル変調信号のＮ次高調波は、ＮＸ３６０°をＭて
割った差動位相変化ヲ持っている。常に、元の位相差で
ある。その結果得られる信号の位相偏移（フェーズシフ
ト）は、例えば、Ｎ＝２、Ｎ＝４などのようなより低い
状態の変調フォーマットのものである。この出力信号は
、復調器１６へ供給され、復調器１６は、公知の原理に
従ってＰＳＫ信号を復調すべく動作する。

第３図を参照すると、適宜の差動ＢＰＳＫ信号復調器１
１６が示されている。この様な復調器は、主に、双極（
Ｎ＝２）ＰＳＫ信号を復調するのに適している。バンド
パスフィルタ１１４（第２図）からの入力変調信号が、
位相分割器１１８へ印加され、位相分割器１１８は該入
力信号を等しい位相θ１及びθ２を持った二つの経路へ
分離する。

θ１位相信号は、例えば乗算器１２０である混合器へ直
接的に印加される。２番目の位相信号θ２は、遅延線１
２２へ印加され、その遅延は復調されるべきデータスト
リームのビット期間に等しく選択されている。遅延線１
２２の出力は、乗算器１２０の第二入力端へ印加され、
θ１の入力と混合される。その結果得られる出力信号は
、これら二つの位相信号の和及び差である。出力線１２
４上のこの和及び差信号は、ローパスフィルタ１２６へ
印加される。ローパスフィルタ１２６は、差信号のみを
通過させることを意図した周波数特性を有している。ラ
イン１２８上のみの差信号が比較器１３０へ印加される
。比較器１３０は、二つのレベルでアナログ入力信号を
受取り且つＢＰＳＫ信号の所望の２レベルデジタル出力
信号を発生する。このＢＰＳＫ信号は実際にはＢ　Ｐ　
Ｓ　Ｋ信号ではない入力デジタル信号の代表例であるこ
とが処理回路によって理解される。

それにも拘らず、入力信号は変調が隣接する位相状態間
の位相遷移に制限されている場合の信号に制限されてい
ることが理解される。

任意の適宜の高調波発生器を使用することが可能である
。乗算器に加えて、適宜のフィルタを有する非線形要素
が周波数乗算器として作用することが可能であり、最終
的な周波数の倍化を達成するために余波整流器を使用す
ることが可能であり、且つ上述した技術の任意の組合わ
せを周波数高調波発生のために使用することが可能であ
る。別の周波数高調波発生器は、ｖＣＯの出力上にＮ選
局波数分割器を具備するフェーズロックループであり、
その出力は位相検知器へ帰還される。この後者の方法は
、理想的には所望周波数の単一高調波のみを発生すると
いう点において特に好適である。

第４図を参照すると、復調器２３０の特定の実施例が示
されている。この復調器２３０は、３個の出力を発生す
る位相分割器２３２と、単一の遅延線２３４と第一混合
器２３６と、第二混合器２３８と、結合器２４０とを有
している。更に、本発明の各特定の実施例は、選択した
数の結合器出力チャンネルを有しており、それらの信号
は所望のデジタル出力を抽出するために結合して解析す
ることが可能である。特に、第４図に示した如く、第一
比較器２４２と、第二比較器２４４と、デジタル論理回
路２４６とが設けられている。

位相分割器２３２は、例えば電荷結合装置（ＣＣＤ）の
ように、遅延線２３４又はその均等物を介して公称的に
１ビツト期間だけ位相の一つが遅延されている位相の間
で予め選択した位相関係を有する三つの経路へソース信
号を分割する変調信号を受取るための単一のアナログ信
号入力端２４８を有している。復調器のこの段階におい
て、周波数成分の全スペクトルは、信号を復調すること
が可能であるように保存されるべきである。一対の混合
器２３６及び２３８は、乗算器とすることが可能であり
、混合器２３６及び２３８の各々は第一入力線２５０上
を遅延した位相成分の表示を受取り且つ混合器２３６及
び２３８の各々は、第二入力線２５２及び２５４上を、
位相分割器２３２からの位相成分の他方のものの表示を
受取る。

位相分割器２３２からの位相の例は、θ１が０゜であり
、θ２が４５°であり、且つθ３が９０゜である。遅延
線２３４の遅延は、４５°位相線へ印加され、且つその
公称的遅延は１ビツトであり、且つその位相遅延は、入
カポ−１−２４８における入力のキャリア周波数におい
て３６０°の倍数である。

信号線２５６及び２５８上の二つの結合した信号が、混
合器２３６及び２３８によって結合器２４０へ供給され
る。この結合器２４０は、後述する如く、所望の復調の
タイプに対してカスタム化されている。この結合器２４
０は、予定された入力信号タイプに従って選択した重み
付けで該信号を加算又は減算して、２出力績合の場合、
例えば信号線２６０及び２６２上に１乃至Ｎ個の中間出
力信号を発生する。ローパスフィルタを具備する結合器
２４０からのこれらの中間出力信号はフィルタされて、
外因的高周波数成分を除去し、次いで信号線２６０及び
２６２上をそれぞれ対応する２レベル比較器２４２及び
２４４へ結合され、該比較器の各々は応答してデジタル
論理回路２４６に対して出力線２６４及び２６６上にそ
れぞれのデジタル二進レベル出力を発生する。このデジ
タル論理回路２４６は、比較器２４２及び２４４の各々
のデジタル出力に応答し、そのデジタル出力を出力ライ
ン２６８上に１及びＯからなる単一のデジタルビットス
トリームヘマップする。

本発明の動作を理解し且つ特定実施例における構成部品
の機能を理解するために例を挙げて説明する。第５図を
参照すると、第一の例は、差動オフセット直角位相偏移
変調（ＤＯＱＰＳＫ）であり、その場合、遷移は隣接す
る位相状態の間においてのみ発生する。入力ポート２４
８を介して位相分割器３２へ印加された＋９０°、Ｏ’
−９００シフトされた変調位相を有する入力信号につい
て考える。

位相分割器２３２は、θＩ＝＋４５°、θ２＝０６、θ
３−−４５°の固定した位相偏移出力を発生する。（こ
れらの位相関係は、基本的に、上述したものと同一であ
る。重要な点は、混合器２３６及び２３８の各々に対し
てこれら二つの入力の間に４５°の差があるということ
である。）遅延線２３４の長さは０°の正味の位相偏移
を有す′る１ビツトである（例えば、７２０°）。遅延
に関し±１５％のエラー及び位相における正味で±１５
°のエラーは臨界的なものではなく、従って正味の位相
偏移が０である１ビツト遅延の意味の範囲内のものであ
ると考えられる。

結合器２４０は、第一抵抗３４０と、第二抵抗３４２と
、ローパスフィルタ３４４とを有している。第一抵抗３
４０は、その一方の端子が混合器２３６に結合されてお
り、且つその他方の端子は混合用ノード３４６に結合し
ている。第二抵抗３０２は、その一方の端子が混合器２
３８へ結合しており、且つその他方の端子は混合用ノー
ド３４６へ結合している。この混合用ノード３４６は、
ローパスフィルタ３４４の入力端に結合されている。従
って、結合器２４０は、位相分割器２３２の３個の位相
出力において単位電圧に対して以下の伝達特性を持った
装置である。

入力における　　混合器１　混合器２　結合器位相変化
　　　電圧出力　電圧出力　電圧出力ａ）　０’　ｔｏ
　　９０°　−０，７０７＋０．７０７　　０．００ｂ
）　ｏｏｔｏ　−９０°　＋０．７０７　　−０．７０
７　　０．００ｃ）　０°ｔｏ　　Ｏｏ　＋０．７０７
　　　＋０．７０７　　１．４１４／２特定例を示す第
５図を参照すると、ＤＯＱＰＳＫの場合においてはその
他の比較器は必要ではないので、結合器２４０の出力は
単一の比較器２４２へ印加される。従って、上の例にお
ける比較器２４２の論理レベル出力は、ａ）の場合に０
てあり、ｂ）の場合にＯであり、且つＣ）の場合に１で
ある。

上のことから、ＤＯＱＰＳＫの場合においては、等しい
重みを有する出力の加算及び出力を０．３５３５Ｖ　（
０，７０７Ｖの１／２、即ち結果的に得られる結合器の
高電圧出力）の決定レベルにおける出力に制限するため
に比較器を使用することは、元のデータの再生となる。

例えば比較器２４２などのような単一の比較器の出力を
デコードするために、デジタル論理回路２４６は必要で
はない。従って、比較器２４２の出力は、所望のデジタ
ルデータストリームである。

結合器２４０の単一の出力は、２個のスタンダードなデ
ュアル入力比較器２４２．２４４（第４図に大略示しで
ある）の入力端へ結合させることが可能である。この様
な形態において、より複雑な差動オフセットＭ相位相偏
移変調（ＤＯＭＰＳＫ）を簡単な回路で解析することが
可能である。

その例について説明する。

第６図を参照すると、２番目の例は、オフセットＭ相位
相偏移変調（ＯＭＰＳＫ）であり、その場合、遷移は隣
接する位相状態の間においてのみである。入力ポート２
４８を介して位相分割器２３２へ印加された＋△０．０
°　−へ〇シフトされた変調位相を有する入力信号につ
いて検討する。

以下のものは、差動位相偏移が１８００未満であり正確
に９０°でない場合の位相分割器の出力における単位電
圧に対する伝達特性である。位相分割器２３２は、θ＋
　＝＋９０°＋△０、θ２−〇°、θ３＝＋９０°−△
０の固定した位相偏移出力を発生する。

入力における　　混合器１　混合器２　　結合器位相変
化　　　電圧出力　電圧出力　　電圧出力ａ）　０°ｔ
ｏ＋△’　　ＳＩＮ＋２△’５ＩＮＯ°　（１／２）Ｓ
ＩＮ＋２Ａ　’ｂ）　ｏｏｔｏ−八’５ＩＮＯ°　５Ｉ
Ｎ−２Δ’　　（１／２）ＳＩＮ−２Δ０ｃ）　０°ｔ
ｏ　　Ｏｏ　ＳＩＮ＋△’　　５ＩＮ−△００結合器２
４０は、第５図の結合器と同一である。

しかしながら、ここでは、結合器２４０の単一の出力が
ライン２６０及び２６２上を第一比較器３４２の正基準
入力端及び第二比較的３４４の負基準入力端へそれぞれ
印加され、それらの各々は大きさが等しいが極性が反対
の異なった電圧基準に対して独立的に基準とされている
。従って、上の例における比較器３４２及び３４４の出
力は、ａ）　、ｂ）、ｃ）のそれぞれの場合に対する二
進論理レベルを決定するために△の大きさに依存する。

従って、上の例における比較器２４２の論理レベル出力
は、ａ）の場合１であり、ｂ）の場合１であり、且つＣ
）の場合０である。

上述した説明から理解される如く、ＯＭＰ　Ｓ　Ｋの場
合、等しい重みを有する出力を加算し且つ出力を（１／
２）　ｓ　Ｉ　Ｎ　（＋２△０）ボルトの１／２及び（
１／２）　Ｓ　Ｉ　Ｎ　（−２△０）ボルトの］／２の
決定レベルに制限する比較器を使用しており、適宜のデ
ジタル論理回路２４６を使用した場合には、本装置は元
のデータを再生する。例えば比較器２４２及び２４４な
どのような２個の比較器の出力をデコードするためには
簡単なデジタル論理回路２４６が必要とされるに過ぎな
い。

第７図を参照すると、本発明に基づいて構成された復調
器４３０の特定の実施例が示されている。

復調器４３０は、２個の出力を発生する位相分割器４１
２と、単一遅延線４１４と、単一混合器４１６と、ロー
パスフィルタ４１８とを有している。

本発明によれば、本発明の各特定の実施例は、ローパス
フィルタ４１８から選択した数の出力チャンネル４６０
，４６２を持っており、該フィルタの信号は２レベル比
較器へ結合（供給）される。

特に、第８図に示した如く、第一比較器４４２、第二比
較器４４４、及びデジタル論理回路４４６が設けられて
おり、これらについては後述する。

位相分割器４１２は、ソース信号を、遅延線４１４又は
例えば電荷結合装置（ＣＣＤ）などのようなそれの均等
物を介して通常１ビット期間だけ一方の位相が他方の位
相に対して遅延されており、通常直角関係にある二つの
位相の間において予め選択した位相関係を有する二つの
経路へ分割する変調信号を受取るための単一アナログ信
号入力端４４８を有している。復調器４３０のこの段階
においては、周波数成分の全体のスペクトルが保存され
ており、従ってその信号を復調させることが可能である
。混合器４１６は、第一入力線４５０上において遅延さ
れた位相成分の表示を受取りＩ」。

つ第二入力線４５２上において位相分割器４１２からの
他方の位相成分の表示を受取る乗算器とすることが可能
である。遅延線４１４の遅延は、９０°位相線へ印加さ
れ、且つその公称的な遅延は１ビツトであり、且つその
位相遅延は、入力ポート４４８における入力のキャリア
周波数において３６０°の倍数である。

信号線４５６上の混合信号は、混合器４１６によってロ
ーパスフィルタ４１８へ供給され、それにより、結合信
号がフィルタ処理されて、外因的高周波成分が除去され
る。このフィルタされた信号は、信号線４６０及び４６
２上を、対応する２レベル比較器４４２及び４４４へ結
合され、該比較器の各々は、応答して出力線４６４及び
４６６２つ 上をデジタル論理回路４４６へのそれぞれのデジタル二
進レベル出力を発生する。デジタル論理回路４４６は、
比較器４４２及び４４４の各々のデジタル出力に応答し
、そのデジタル出力を、出力線４６８上に１及び０から
なる単一のデジタルピットストリームの形態にマツプさ
せる。この復調器は、位相遷移が隣接する位相状態に制
限されている場合のＭ相ＰＳＫの特別の場合に作動する
。

ここで説明する回路は、最小数の回路要素及び所要の位
相成分を有する一般的な場合である。

本発明の動作及び特定実施例における構成要素の機能を
理解する上に一つの例について説明することが有用であ
る。第８図を参照すると、最初の例は、差動オフセット
直角位相偏移変調（ＤＯＱＰＳＫ）であり、その場合、
遷移は隣接する位相状態の間のみに制限されている。入
力ポート４４８を介してデュアル位相分割器４１２へ印
加された＋９０°、０°、−９０°シフトされた変調位
相を持った入力信号について検討する。

位相分割器４１２は、θ、＝＋０°及びθ２＝０°の固
定位相偏移出力を発生する。遅延線４１４の長さは、１
ビツトであり０°の正味の位相シフト（例えば、７２０
０）を有している。遅延ニ関シ±１５％のエラー及び位
相において正味上１５°のエラーは臨界的なものではな
く、従って、正味の位相偏移がゼロである１ビット遅延
の意味するところの範囲内のものであると考えられる。

次の表は、位相分割器４］２の二つの位相出力端におけ
る単位電圧に対する電圧特性を示したものである。

入力４４８に　混合器４１６　論理レベルおける位相変
化　　電圧出力　　　出　力ａ）　０°ｔｏ　　９０°
　　　０．００ｂ）　０°ｔｏ　＝９（１’　　　　Ｏ
，（１０ｃ）　０°ｔｏ　　Ｏｏ　　　１．０１特定の
例を示す第８図を参照すると、ローパスフィルタ４１８
の出力が単一比較器４４２へ直接的に印加されている。

なぜならば、ＤＯＱＰＳＫの場合にはその他の比較器が
必要ではないからである。上の例における比較器４４２
の論理レベル３］ 出力は、上の表の右側の列に示しである。上の表から理
解される如く、ＤＯＱＰＳＫの場合、０゜５ボルトの決
定レベルに出力を制限するために比較器を使用すること
により、元のデータが再生される。デジタル論理回路４
４６は、例えば比較器４４２などのような単一比較器の
出力をデコードするためには必要ではない。従って、比
較器４４２の出力は所望のデジタルデータストリームで
ある。

ローパスフィルタ４１８の単一出力は、２個のスタンダ
ードのデュアル入力比較器４４２，４４４（第７図に一
般化して示しである）の入力端へ結合させることが可能
である。この様な形態においては、簡単な回路で、より
複雑な差動オフセットＭ相位相偏移変調（ＤＯＭＰＳＫ
）を解析することが可能である。その−例について次に
説明する。

第９図を参照すると、２番目の例は、オフセットＭ相位
相偏移変調（ＯＭＰＳＫ）であり、その場合、遷移は隣
接する位相状態の間に制限されている。入力ポート４４
８を介して位相分割器４１２へ印加された＋△０，０°
、−八〇シフトされている変調位相を持った入力信号に
ついて検討する。次の表は、差動位相偏移が１８００未
満であるが正確に９０°ではない場合の位相分割器の出
力における単位電圧に対する伝達特性を示している。

位相分割器４１２は、θ＋＝＋９０’及びθ２＝０８の
固定の位相偏移出力を発生する。

入力４８　　混合器１６　混合器１６　論理レヘにおけ
る　　　　　　　　電圧出力　ル出力位相変化　　電圧
出力　（Δ−４５°）　（Δ＝４５°）ａ）　０°ｔｏ
＋Δ’　　ＣＯ３９０＋Δ’　　ＣＯ３１３５°　　　
１ｂ）　Ｏｏｔｏ−△０ＣＯ３９０−Δ’　　Ｃ０８４
５°　　　１ｃ）　０°ｔｏ　Ｏ’　　ＣＯ３９０’＝
ＯＣＯ３９０’　　　　０ローパスフイルタ４１８の単
一出力は、ライン４６０及び４６２上を介して第一比較
器４４２の正基準入力端及び第二比較的４４４の負基準
入力端へ印加され、該比較器の各々は、大きさが等しい
が極性が反対の異なった電圧基準４６］、、４６３に対
して独立的に基準となっている。上の例における比較器
４４２及び４４４の出力は、ａ）。

ｂ）、ｃ）の場合に対しての二進論理レベルを決定する
ために△の大きさに依存する。特定の例を上に示しであ
る。比較器４４２及び４４４の各々の論理レベル出力及
び上の例における最終的な論理レベル出力を次の表に示
しである。

ケース　比較器４４２　比較器４４４　論理出力ａ）　
　　　　１　　　　　　０　　　　　１ｂ）　　　　　
０　　　　　　１　　　　　１Ｃ）　　　　　０　　　
　　　０　　　　　０上のことから理解される如く、Ｏ
ＭＰＳＫの場合、等しい重みを有する出力を加算し且つ
（１／２）ＣＯ８（＋９０＋Δ″）ボルト及び（１／２
）ＣＯ８（９０−八〇）ボルトの決定レベルに出力を制
限するために比較器を使用しており、適宜のデジタル論
理回路４４６が使用される場合には、本装置は元のデー
タを再生する。例えば比較器４４２及び４４４などのよ
うな２個の比較器の出力をデコードするためには簡単な
デジタル論理回路４４６が必要であるに過ぎない。

第１０図を参照すると、本発明に基づいてデジタル論理
回路２４６及び４４６に対する一つの適宜の回路が示さ
れている。デジタル論理回路２４６及び４４６は単に２
入力ＯＲゲートであるに過ぎない。より一般的な場合に
は、デジタル論理回路２４６及び４４６は、複数個の比
較器からの信号を単一のデジタルデータビットストリー
ムヘデコードさせる構成のものとすることが可能である
。

この様な形態においては、より複雑な差動型及び非差動
型オフセットＭ相位相偏移変調を簡単な回路で復調させ
ることが可能である。

以上、本発明の具体的実施の態様について詳細に説明し
たが、本発明はこれら具体例にのみ限定されるべきもの
ではなく、本発明の技術的範囲を逸脱することなしに種
々の変形が可能であることは勿論である。例えば、本発
明に基づく方法は、初期位相状態に対して＋９０°及び
−９０°の間の複数個の選択した位相状態に位相変化が
制限されている場合の特別の場合において実施すること
が可能である。この様な特別の場合においては、比較を
行なう場合に、一つのグループの比較器２４２．２４４
　（第４図）又は４４２，４４４　（第８図）によって
各位相状態を識別し、個々の比較器４４２，４４４の数
は可能な位相状態の数よりも一つ少ないものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術に基づいて使用するのに適したＢＰＳ
Ｋ復調器を示した概略ブロック図、第２図はＭ／Ｎ相復
調器によって復調するための予備プロセサとしてＭ相変
調信号をＭ／Ｎ相変調信号へ変換するための方法を示し
たブロック図、第３図は本発明に基づく変換方法に関連
して使用することが可能な差動双極性位相偏移変調（Ｂ
　Ｐ　Ｓ　Ｋ）信号復調器を示したブロック図、第４図
は本発明に基づく一般的なＭ相ＰＳＫ復調器を示した概
略ブロック図、第５図は第一の特定のＤＯＱＰＳＫ復調
器の一部を示した概略ブロック図、第６図は２番目の特
定のＤＯＭＰＳＫ復調器の一部を示した概略ブロック図
、第７図は本発明に基づく一般的なＭ相ＰＳＫ復調器を
示した概略ブロック図、第８図は１番目の特定のＤＯＱ
ＰＳＫ復調器の一部を示した概略ブロック図、第９図は
２番目の特定のＤＯＭＰＳＫ復調器の一部を示した概略
ブロック図、第１０図は第６図及び第９図の例の比較器
の出力をデコードするためのデジタル論理回路を示した
概略図、である。 （符号の説明） １１２：高調波発生器 １１４：バンドパスフィルタ １１６：差動ＢＰＳＫ信号復調器 １１８：位相分割器 １２０：乗算器 １２２：遅延線 １２４：出力線 １２６二ローバスフイルタ １３０：比較器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、変調が隣接する位相状態の間の位相遷移に拘束され
   ているＭ相位相偏移変調（ＭＰＳＫ）信号を復調する装
   置において、隣接する位相状態の間で拡張した差異を有
   するＮ次高調波ＭＰＳＫ信号を得るために前記ＭＰＳＫ
   信号の高調波表示を発生する手段、復調のために前記Ｎ
   次高調波ＭＰＳＫ信号を選択する手段、少なくとも第一
   位相成分と第二位相成分との間で予め選択した位相関係
   を有する少なくとも二つの経路へソース信号を分割する
   位相分割手段、遅延手段の出力端において遅延した位相
   成分として公称的に１ビット期間だけ遅延されている前
   記位相分割器手段からの前記第二位相成分を出力として
   受取るべく結合されている遅延手段、少なくとも１個の
   混合信号を発生するために前記遅延された位相成分の表
   示を第一入力とし且つ別の位相成分の表示を第二入力と
   して受取るべく結合されている少なくとも１個の混合器
   、各々がデジタル出力信号を発生するために前記重み付
   けした混合信号を受取るべく結合されている少なくとも
   １個の２レベル比較器手段、を有することを特徴とする
   装置。 ２、変調が隣接する位相状態の間の位相遷移に拘束され
   ているＭ相位相偏移変調（ＭＰＳＫ）信号を復調する方
   法において、隣接する位相状態の間の拡張した差異を有
   するＮ次高調波ＭＰＳＫ信号を得るために前記ＭＰＳＫ
   信号の高調波表示を発生し、復調のために前記Ｎ次高調
   波ＭＰＳＫ信号を選択し、より低い値のＭの位相偏移変
   調（ＰＳＫ）信号として前記Ｎ次高調波ＭＰＳＫ信号を
   復調する、上記各ステップを有することを特徴とする方
   法。 ３、特許請求の範囲第２項において、前記高調波発生ス
   テップが、１８０°を超えることのない隣接する位相間
   の差異を持った前記Ｎ次ＭＰＳＫ信号を発生することを
   特徴とする方法。 ４、特許請求の範囲第３項において、前記高調波発生ス
   テップにおいて、前記ＭＰＳＫ信号をそれ自身によって
   乗算することを特徴とする方法。 ５、特許請求の範囲第４項において、前記選択ステップ
   において、前記Ｎ次高調波を通過帯域においてフィルタ
   することを特徴とする方法。 ６、特許請求の範囲第３項において、前記復調ステップ
   において、双極位相偏移変調復調を前記Ｎ次高調波ＭＰ
   ＳＫ信号へ適用し、前記Ｎ次高調波ＭＰＳＫ信号が正確
   に二つの位相状態を持っていることを特徴とする方法。 ７、変調が隣接する位相状態の間の位相遷移に拘束され
   ているＭ相位相偏移変調（ＭＰＳＫ）信号を復調する方
   法において、第一位相成分と第二位相成分と第三位相成
   分との間において予め選択した位相関係を有する三つの
   経路へソース信号を分割し、前記第二位相成分を公称的
   に１ビット期間だけ遅延させて前記第一位相成分及び前
   記第三位相成分の両方に対して位相差を持った遅延した
   位相成分を発生し、前記遅延した位相成分の表示と前記
   第一位相成分とを混合して第一混合信号を発生し、前記
   遅延した位相成分の表示と前記第三位相成分とを混合し
   て第二混合信号を発生し、前記第一混合信号と前記第二
   混合信号とを結合して予測された入力信号タイプに従っ
   て重み付けした混合信号を発生し、前記重み付けした混
   合信号を少なくとも１個の比較器手段における予め選択
   した決定スレッシュホールドに対して比較してデジタル
   出力信号を発生する、上記各ステップを有することを特
   徴とする方法。 ８、特許請求の範囲第７項において、複数個の２レベル
   比較器手段が設けられており、前記重み付けした混合信
   号の異なった信号レベルを識別し、前記２レベル比較器
   手段の出力を結合して前記デジタル出力信号を発生する
   ために前記２レベル比較器手段の異なった信号レベルを
   解析する、上記各ステップを有することを特徴とする方
   法。 ９、特許請求の範囲第８項において、正確に２個の２レ
   ベル比較器手段が設けられており、且つ前記デジタル論
   理回路手段が２入力ＯＲゲートを有していることを特徴
   とする方法。 １０、特許請求の範囲第７項において、位相変化は初期
   位相状態に対して＋９０°と−９０°の間の選択した位
   相状態に制限されており、且つ前記比較ステップにおい
   て個々の比較器によって各位相状態を識別し、前記個々
   の比較器の数は可能な位相状態の数より１だけ少ないこ
   とを特徴とする方法。 １１、変調が隣接する位相状態の間の位相遷移に拘束さ
   れているＭ相位相偏移変調信号を復調する装置において
   、第一位相成分と第二位相成分と第三位相成分との間で
   予め選択した位相関係を持った三つの経路へソース信号
   を分割するための位相分割器手段が設けられており、前
   記位相分割器手段からの第二位相成分を出力として受取
   るべく結合された遅延手段が設けられており、前記第二
   位相成分は遅延した位相成分として前記遅延手段の出力
   端において公称的に１ビット期間だけ遅延されており、
   前記遅延された位相成分は前記第一位相成分と前記第三
   位相成分との間の位相を持っており、第一混合器及び第
   二混合器が設けられており、前記第一混合器及び第二混
   合器の各々は前記遅延した位相成分の表示を第一入力と
   して受取るべく結合されており且つ前記第一混合器は第
   一混合信号を発生するために前記第一位相成分の表示を
   第二入力として受取るべく結合されており、且つ前記第
   二混合器は第二混合信号を発生するために前記第三位相
   成分の表示を第二入力として受取るべく結合されており
   、前記第一混合信号と第二混合信号とを受取るべく結合
   されており予定された入力信号タイプに従って重み付け
   した混合信号を発生するために前記第一混合信号と第二
   混合信号とを結合する手段が設けられており、各々がデ
   ジタル出力信号を発生するために前記重み付けした混合
   信号を受取るべく結合されている少なくとも１個の２レ
   ベル比較器手段が設けられていることを特徴とする装置
   。 １２、特許請求の範囲第１１項において、前記重み付け
   した混合信号の異なった信号レベルを識別するために複
   数個の２レベル比較器手段が設けられており、且つ前記
   デジタル出力信号を発生するために前記２レベル比較器
   手段の出力を結合するために前記２レベル比較的手段の
   出力を受取るべく結合されたデジタル論理回路手段が設
   けられていることを特徴とする装置。 １３、特許請求の範囲第１２項において、正確に２個の
   ２レベル比較器手段が設けられており、且つ前記デジタ
   ル論理回路手段が２入力ＯＲゲートを有していることを
   特徴とする装置。 １４、変調が隣接した位相状態の間の位相遷移に拘束さ
   れている場合のＭ相位相偏移変調（ＭＰＳＫ）信号を復
   調する方法において、第一位相成分と第二位相成分との
   間において予め選択した位相関係を有する二つの経路へ
   ソース信号を分割し、遅延した位相成分を発生するため
   に前記第二位相成分を公称的に１ビット期間だけ遅延さ
   せ、前記遅延した位相成分の表示を前記第一位相成分と
   混合して混合信号を発生し、前記混合信号をローパスフ
   ィルタ処理してフィルタした信号を発生し、前記フィル
   タした信号を少なくとも１個の比較器手段における予め
   選択した決定スレッシュホールドと比較してデジタル出
   力信号を発生する、上記各ステップを有することを特徴
   とする方法。 １５、特許請求の範囲第１４項において、複数個の２レ
   ベル比較器手段が設けられており、且つ前記重み付けし
   た混合信号の異なった信号レベルを識別し、前記デジタ
   ル出力信号を発生するために前記２レベル比較器手段の
   出力を結合するために前記２レベル比較器手段の異なっ
   た信号レベルを解析する、上記各ステップを有すること
   を特徴とする方法。 １６、特許請求の範囲第１５項において、正確に２個の
   ２レベル比較器手段が設けられており、且つ前記デジタ
   ル論理回路手段が２入力ＯＲゲートを有していることを
   特徴とする方法。 １７、特許請求の範囲第１４項において、位相変化は初
   期位相状態に対して＋９０°及び−９０°の間の選択し
   た位相状態に制限されており、前記比較ステップにおい
   て個々の比較器によって各位相状態を識別し、前記個々
   の比較器の数は可能な位相状態の数より一つ少ないこと
   を特徴とする方法。 １８、変調が隣接する位相状態の間の位相遷移に拘束さ
   れている場合におけるＭ相位相偏移変調信号を復調する
   装置において、第一位相成分と第二位相成分との間に予
   め選択した位相関係を有する二つの経路へソース信号を
   分割する位相分割器手段、遅延した位相成分として遅延
   手段の出力端において公称的に１ビット期間だけ遅延さ
   れている前記位相分割器手段からの前記第二位相成分を
   出力として受取るべく結合されている遅延手段、混合信
   号を発生するために前記遅延した位相成分の表示を第一
   入力とし前記第一位相成分の表示を第二入力として受取
   るべく結合されている混合器、フィルタした信号を発生
   するために前記混合信号を受取るべく結合されているロ
   ーパスフィルタ手段、各々がデジタル出力信号を発生す
   るために前記フィルタした信号を受取るべく結合されて
   いる少なくとも１個の２レベル比較器手段、を有するこ
   とを特徴とする装置。 １９、特許請求の範囲第１８項において、前記重み付け
   した混合信号の異なった信号レベルを識別するために複
   数個の２レベル比較器手段が設けられており、且つ前記
   デジタル出力信号を発生するために前記２レベル比較器
   手段の出力を結合するために前記２レベル比較器手段の
   出力を受取るべく結合されているデジタル論理回路手段
   が設けられていることを特徴とする装置。 ２０、特許請求の範囲第１９項において、正確に２個の
   ２レベル比較器手段が設けられており、且つ前記デジタ
   ル論理回路手段が２入力ＯＲゲートを有していることを
   特徴とする装置。