JPH0228948B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、テレビ、デイスプレイ等のビデオ回
路におけるクランプ回路に係り、特に大振幅、広
帯域のビデオ回路に好適なクランプ回路に関す
る。

〔発明の背景〕

ビデオ信号のペデスタルクランプ回路の一般的
な構成は特公昭59−35542号公報に示されている。
この構成は、クランプ回路の前段には低出力イン
ピーダンスの回路が、又後段には高入力インピー
ダンスの回路が接続されることを前提としたもの
であり、前段に出力インピーダンスが十分低くな
い回路が接続された場合については配慮されてい
なかつた。

クランプ回路への信号送り出し側アンプの出力
インピーダンスをさげ、クランプ特性を向上させ
た例として、「テレビ技術、81年12月号」に記載
された第５図、第６図に示す回路がある。第５図
のTR７０３，７０４は、アンプの出力インピー
ダンスをさげるため、相補形のエミツタホロワ回
路を形成しているものである。第５図の回路で
は、TR７０３，７０４がインピーダンス変換ア
ンプとして低出力インピーダンス化に貢献する
が、インピーダンスの変換が不完全となる高周波
領域における損失の増大については考慮されてい
なかつた。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、前段の出力インピーダンスが
十分低くない回路構成において安定した直流再生
が可能でかつ損失の少ないクランプ回路を提供す
ることにある。

〔発明の概要〕

通常のクランプ回路では、前段に低出力インピ
ーダンスの回路を配することにより直流阻止コン
デンサの充放電時定数を下げ、短いクランプ期間
で充放電が完了するような設計となつている。し
かし大出力広帯域回路において出力インピーダン
スを低くすることは消費電力の増大を招くため容
易ではない。一方前段の出力インピーダンスが十
分低くない場合、非クランプ期間に直流阻止コン
デンサに蓄積された電荷はクランプ期間に放出さ
れ、そのとき流れる電流が前段を通るため、その
出力インピーダンスで電圧降下を生じ、前段の出
力信号に加算される。電圧降下は、直流阻止コン
デンサに蓄積された電荷が放出されるに従い減少
するが、充放電時定数が大きいため、クランプ期
間終了間際でも大きな値となつている。このクラ
ンプ期間終了間際の電圧降下が加算された信号が
一定電位にクランプされ、しかもその電圧降下は
信号の内容により変化するため、元の信号自体は
一定電位にクランプされたことにならない。

そこで本発明は、直流阻止コンデンサと並列に
電流のバイパス路を設け、非クランプ期間に直流
阻止コンデンサに蓄積される電荷を極力減少させ
ることによりクランプ時に前段回路を流れる電流
を抑え、安定したクランプ動作を行なわせること
を特徴とする。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の原理図である。１はクランプ
回路の前段の回路で、出力インピーダンスｒの電
圧源である。２は次段の回路で、入力電圧に応じ
て負荷電流i₁が流れる。３は電流バイパス回路、
４は直流阻止コンデンサ、５はクランプ電圧源、
６はスイツチである。このスイツチ６の形態によ
り周期的に外部から開閉を制御する同期式クラン
プと信号内容により開閉を行なう非同期式クラン
プの２通りの方式に分かれるが本発明は、そのど
ちらの方式にも対応可能で、原理的にも大差がな
いため以下同期式クランプを例にとり説明を行な
う。

前段回路１から信号が出力されると、直流阻止
コンデンサ４を経てその交流成分だけが次段回路
２に伝送される。次段回路２ではスイツチ６が閉
じることにより、クランプ電圧源５により信号に
直流電位が与えられる。スイツチ６が開かれてい
る間、次段回路２から直流阻止コンデンサ４へ電
流が流れ込んだり又は直流阻止コンデンサ４から
次段回路２へ電流が流れ込む。原理的に同じであ
るため、以下、次段回路２から直流阻止コンデン
サ４へ電流が流入する場合のみ説明を行なう。又
この場合の条件として、クランプ電位は前段回路
１の直流出力電位より高いものとする。次段回路
２から直流阻止コンデンサ４へ電流が流入する
と、その量に応じて電流バイパス回路３は、次段
回路２から前段回路１へ電流を引抜く。電流バイ
パス回路３により前段回路へ引抜かれる電流i₂を
次段回路２から流入する電流i₁とほぼ等しく（決
してi₁を越えてはいけない）設定するものとす
る。このとき、直流阻止コンデンサ４にはほとん
ど電荷が蓄積されない。次に同期スイツチ６が閉
じられると、同期スイツチ６が開いている期間、
つまり非クランプ期間に直流阻止コンデンサ４に
蓄積された電荷が引抜かれ、クランプ電圧源５に
より直流再生が行なわれる。しかし、直流阻止コ
ンデンサ４にはほとんど電荷が蓄積されていない
ため放電時定数が大きくとも、問題となる電圧降
下は生じず安定した直流再生が可能となる。

第２図ａはクランプされた信号の波形の例を示
す図、ｂはクランプパルスの波形を示す図であ
る。クランプパルス入力時に、同期スイツチ６が
閉じ、クランプ電圧源５により直流再生が行なわ
れる。第２図ａでクランプ期間中信号波形にくぼ
みｈを生じているのは、前段回路１の出力インピ
ーダンスによる電圧降下の影響である。

CRTデイスプレイのビデオ回路の出力段にお
ける本発明の一実施例を第３図に示す。抵抗７、
トランジスタ８、抵抗９はエミツタ接地アンプを
構成し、第１図の前段回路１に相当する。１０は
CRTのカソードで、第１図の次段回路２に相当
する。又１１はバイパストランジスタ、１２はク
ランプトランジスタで各々第１図の電流バイパス
回路３、同期スイツチ６に相当する。他の信号は
第１図と共通である。端子Ａから入力されたビデ
オ信号をエミツタ接地アンプ１により増幅し、直
流阻止コンデンサ４を介してその交流分のみをカ
ソード１０に伝送する。そこで同期クランプによ
り直流分を再生し、カソード１０を駆動する回路
である。以下動作を詳細に説明する。まず、端子
Ｂにクランプパルスが入力されない時、つまり
CRTデイスプレイの表示期間、カソード電流が
流れバイパストランジスタ１１を経て直流阻止コ
ンデンサ４に電荷が蓄積される。しかし、バイパ
ストランジスタ１１のベース電流で充電されるた
め、バイパストランジスタ１１の電流増幅率を
hfeとすれば、直流阻止コンデンサ４の充電電流
はカソード電流の１／（１＋hfe）倍であり、残
りは前段のエミツタ接地アンプ１へとバイパスさ
れる。従つて、hfeが充分大きいならば、直流阻
止コンデンサ４は、非クランプ期間中ほとんど充
電されない。次に端子Ｂにクランプパルスが入力
されると、クランプトランジスタ１２は導通し、
直流阻止コンデンサ４から非クランプ期間に蓄積
された電荷が引抜かれ、直流阻止コンデンサ４の
カソード側の電位は、クランプ電圧源５の電位に
ほぼ等しくなる。ここで、クランプトランジスタ
１２により直流阻止コンデンサ４から電荷が引抜
かれる時に流れるクランプ電流は、前段回路１の
負荷抵抗９を通して供給されるためそこで電圧降
下が生じる。又直流阻止コンデンサの充放電時定
数が大きいためクランプ期間終了間際でも充放電
が完了せず、負荷抵抗９での電圧降下分だけクラ
ンプ電位に変動を生じる。しかし先に述べたよう
に第３図の回路において非クランプ期間に直流阻
止コンデンサ４にはほとんど電荷が蓄積されない
ためクランプ期間中に引抜かれるクランプ電流も
少ない。従つて前段の出力インピーダンスによる
電圧降下も少なく、安定したクランプ動作を行な
うことができる。さらに第３図の回路によれば、
非クランプ期間中、直流阻止コンデンサ４の蓄積
電荷はほとんど変化しないため、サブが減少する
ので、直流阻止コンデンサ４の容量を下げて、ク
ランプ期間の充放電時定数を下げることにより一
層安定したクランプ動作とすることが可能とな
る。すなわち、バイパストランジスタ１１は、コ
ンデンサ４に流れる電流の電流増幅率Hfe倍の電
流を発生する可変電流源として動作し、カソード
電流の大部分の電流をコンデンサ４からバイパス
する。尚第３図の回路においてクランプ電圧源５
の電位は、無信号時のトランジスタ８のコレクタ
電位よりも大きいものとする。

第４図は、第３図の回路を改良した実施例であ
る。第１の相異点は、バイパストランジスタ１１
のベース・エミツタ間に並列にコンデンサ１４を
挿入した点で、このことにより周波数特性の劣化
を防止している。第３図の回路ではカソード電流
が少ない場合、バイパストランジスタ１１のベー
ス・エミツタ間抵抗は極めて大きく、カソード端
子１０の容量と共にローパスフイルタを構成する
ため高周波特性の劣化を招いた。そこで第４図に
示すようにバイパストランジスタ１１のベース・
エミツタ間にコンデンサ１４を挿入することによ
り高周波分をバイパスし、高周波特性の改善を行
なつたものである。第２の相異点はカソードを抵
抗１５を介して十分高い電圧源と接続し、カソー
ド電流が流れない時にもカソード電位が定まるよ
うにした点である。ダイオード１３は逆流防止並
びにカソード端子１０と並列に付く容量を減らす
ために挿入したものである。他の動作は第３図の
回路と同じであるためここでは説明を省略する。

第５図は、同じくCRTデイスプレイのビデオ
回路の最終段を示し、電流バイパス回路３とし
て、カレントミラーを使用した一実施例を示す図
である。バイパストランジスタ１１とダイオード
１６はカレントミラーを構成しているため、カソ
ード電流は、直流阻止コンデンサ４へ流れ込む電
流と、バイパストランジスタ１１を経て前段回路
１へ流れ込む電流に分割される。そしてその分割
比は抵抗１７，１８の値に逆比例する。そこで抵
抗１８の値を十分小さく設定すれば、カソード電
流の大部分は抵抗１８、トランジスタ１１を介し
て前段回路１へバイパスされ、直流阻止コンデン
サ４はほとんど充電されない。ここでダイオード
１６は、通常バイパストランジスタ１１とほぼ同
一特性トランジスタをダイオード接続することに
より特性を補償する。又コンデンサ１４は、第４
図と同様に高周波特性の劣化を防ぐためのもの
で、バイパストランジスタ１１のベース・エミツ
タ間やバイパストランジスタ１１のベースとカソ
ード１０の間に挿入しても同様の効果が得られ
る。

第６図は、第５図の回路においてカレントミラ
ーを２段構成とし、カソード電流をほとんで全
部、前段回路１へバイパスする実施例を示す図で
ある。バイパストランジスタ１１、ダイオード１
６、抵抗１７、抵抗１８で第１のカレントミラー
を構成し、トランジスタ２１、ダイオード１９、
抵抗２０、抵抗２２で第２のカレントミラーを構
成する。バイパストランジスタ１１とダイオード
１６、トランジスタ２１とダイオード１９は、特
性を補償するため各々ほぼ同一特性のトランジス
タを使用する。又抵抗１７と抵抗１８、抵抗２０
と抵抗２１は同一の抵抗値とする。カソード電流
は第１のカレントミラーにより抵抗１７と抵抗１
８の逆比で分割される。抵抗１７と抵抗１８の抵
抗値が等しいためカソード電流は２分割されて一
方は直流阻止コンデンサ４へ、他方は、第２のカ
レントミラーのダイオード１９を経て前段回路１
へ流れこむ、第２のカレントミラー回路では、抵
抗２０と抵抗２２の抵抗値が等しいため、ダイオ
ード１９に流れる電流に等しい電流が電流阻止コ
ンデンサ４から引抜かれる。つまり第１のカレン
トミラーにより注入された電流と等しい電流が第
２のカレントミラーにより、直流阻止コンデンサ
４から引抜かれることとなり、直流阻止コンデン
サ４は充電されない。尚第６図の回路における注
意点としてカレントミラーにより引抜かれる電流
の総和がカソード電流を越えないよう設計する必
要がある。万一越えることがあれば、カソード電
位が下がり、カソード電流が増え、さらにカソー
ド電位が下がる悪循環により、カソード電位は自
動的に下がり続けるためである。

直流阻止コンデンサ４に蓄積される電荷がほと
んど０であることから、前段のエミツタ接地アン
プ１の出力インピーダンスによる電圧降下もな
く、安定したクランプ動作を示す。

第７図は、前段及び後段にエミツタホロワを配
したクランプ回路の一実施例を示す図である。ト
ランジスタ２４と抵抗２３、トランジスタ２６と
抵抗２５は各々エミツタホロワを構成しており、
各々第１図の前段回路１、次段回路２に相当す
る。以下動作を簡単に説明する。第３図から第６
図の回路とは逆に、非クランプ期間に、トランジ
スタ２６と抵抗２５からなるエミツタホロワ回路
２の入力電流がクランプ回路から引抜かれるが、
バイパストランジスタ１１により、その大部分は
直接前段回路１から供給され、直流阻止コンデン
サ４から供給される分はわずかである。そのため
クランプ期間にクランプトランジスタ１２及びダ
イオード１３を介してクランプ電圧源５から電荷
が注入されても、その時流れるクランプ電流の量
は少なく、前段回路１の出力インピーダンスによ
る電圧降下の影響も少ない。尚、通常、第７図の
ような構成では、次段回路２の入力インピーダン
が大きく、前段回路１の出力インピーダンスが小
さいため本発明を用いる必要はないが、大振幅回
路である場合並びに高周波領域で使用する場合、
消費電力の増大を招き、前段回路１の出力インピ
ーダンスを十分下げることが難しいため、本発明
の回路が有効となる。尚第７図の回路ではクラン
プ電圧源５の電位は、前段出力の直流電位より小
さいものとする。

第８図は従来のクランプ回路のクランプ波形の
実際の例を示す図である。クランプ時に20Vの電
圧降下が確認できる。

第９図は、第８図と同じ回路で、第４図の方式
により改善を行なつたクランプ波形を示す図であ
る。第８図で約20Vあつたクランプ時の電圧降下
が３〜5V程度に軽減されているのが確認できる。

以上の説明は同期式クランプについてのもので
あるが、第３，４，５，６，７図の各実施例にお
いてクランプトランジスタ１２をダイオードに置
換えて非同期式のクランプ回路を構成することも
可能である。動作が同様であるため再度の説明は
省略する。

〔発明の効果〕

本発明によれば、従来のクランプ回路に対して
最低限トランジスタとコンデンサを各１個付加す
るだけで、直流阻止コンデンサへの充電を抑え、
クランプ時の電圧レベル変動を抑えるのみなら
ず、サグ特性をも改善できるので、安定した直流
再生が可能となる。又、低出力インピーダンスの
回路をクランプ回路の前段に挿入する場合に比
べ、消費電力を少なくできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理図、第２図はクランプさ
れた信号波形とクランプパルスを示す波形図、第
３図は本発明の最も基本的な実施例を示す回路
図、第４図は、第３図の高周波特性を改善した実
施例を示す回路図、第５図はカレントミラーを用
いた実施例を示す回路図、第６図はカレントミラ
ーを２段用いた実施例を示す回路図、第７図は、
クランプトランジスタPNP形を使用した一実施
例を示す回路図、第８図は従来回路のクランプ波
形を示す波形図、第９図は、本発明第４図の回路
によるクランプ波形を示す波形図である。 １……前段回路、２……次段回路、３……電流
バイパス回路、４……直流阻止コンデンサ、５…
…クランプ電圧源、６……同期スイツチ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 高出力インピーダンスを有する前段回路と、
   負荷との間に挿入された直流阻止コンデンサと、 該コンデンサの出力側端子に、低インピーダン
   スの電圧源を周期的に断続するスイツチ手段と、 上記コンデンサと並列接続された可変電流源か
   らなる電流バイパス回路とから構成され、 上記可変電流源から流れる電流は上記負荷に流
   れる電流に応じて変化するとともに上記コンデン
   サに流れる電流の所定倍の電流である ことを特徴とするクランプ回路。 ２ 上記可変電流源はトランジスタからなり、 このトランジスタのベース・コレクタ径路が上
   記コンデンサと並列接続され、エツミタが上記負
   荷に接続され、上記コンデンサに流れる電流をこ
   のトランジスタの電流増幅率倍した電流が上記電
   流バイパス回路によつてバイパスされることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載のクランプ回
   路。