JPH02308610A - 移相器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、クオドラチャ−検波方式によるＦＭ検波器に
用いる移相器に関する。

（従来の技術） 従来、ＦＭ検波器に用いる移相器、ここでは９０″移相
器を実現するために、２次のローパスフィルターや、２
次のバイパスフィルターを用いた。

第５図に９０″′移相器をインピーダンス分割で与える
２次のバイパスフィルターの一回路例を示す。

図において、１は入力信号端子、２は出力信号端子、３
は前記入、出力端子間に設けられたコンデンサ、４，５
．６は夫々並列共振回路を実現するためのコイル、抵抗
、コンデンサである。

ここで、コンデンサ３の容量値をＣ１、並列共振回路を
構成するコイル４．抵抗５．コンデンサ６の値を各々、
Ｌ、Ｒ，Ｃとし、入力信号端子１の交流信号をｖｌｎと
し、出力信号端子２の交流信号をＶ。Ｕ、とすると、こ
の交流信号Ｖ　Ｏｕ　ｌは、コンデンサ３のインピーダ
ンスＺ１と並列共振回路のインピーダンスＺ２とのイン
ピーダンス分割で与えられ、　２１．２２は各々 （ここで、ωは入力信号の角周波数である。）で与えら
れるので、Ｖ、、、／Ｖ、、は次のようになる。

で与えられ、ω。は角同調周波数、Ｑはクォリティーフ
ァクターと呼ばれるものである。）となり、２次のバイ
パスフィルターである。

一般に、フィルターの出力信号の入力信号に対する位相
差の入力信号周波数に対する線型性を表わすものとして
、群遅延特性で＝丑があるにこで、０は出力信号の入力
信号に対する位相差をあられし、ωは入力信号角周波数
である。

群遅延特性は、２次のローパスフィルターを用いても、
２次のバイパスフィルターを用いても、同じであるので
、第５図に示したバイパスフィルターの例で示すと、 出力信号の入力信号に対する位相差θは、水様になる。

ここで、θ＝、（＝９０°）となるのは、ω＝ω。

どなる点であるから、前述の角同調周波数を９０゜移相
させたい周波数になるように、Ｌ、Ｃ，Ｃ。

の値を設定する必要がある。群遅延特性τは、（２）式
を微分することで得られ、次のようになる。

これを移相量９０°、即ちω＝ω。のまわりで展開する
と。

・・・・・・（４） となり、（ω−ω。）の１次の項の係数を０にするには
、Ｑ＝０以外にはない。即ち、２次のバイパスフィルタ
ーや２次のローパスフィルターを用いても、（ω−ω。

）の１次の項を０にすることはできない。

よって、２次のバイパスフィルターや２次のローパスフ
ィルターを用いても、出力信号と入力信号の位相差が９
０°となる入力周波数の近傍での群遅延特性、即ち、入
力信号周波数対移相量を線型にすることはできない。

第６図に、入力信号周波数Ｆが４．５ＭＩｋで９０°位
相が進むようにした場合の２次バイパスフィルター（ω
。＝２πＸ４．５Ｍ１社、　Ｑ＝０．７）の帯域±ＩＭ
１１ｚでの群遅延特性（ＤＥＬＡＹ）を示す。

第６図より明らかなように、２次のバイパスフィルター
を用いた場合には、群遅延特性は一定となっていない。

（発明が解決しようとする課題） クオドラチャ一方式によるＦＭ検波器の動作を説明する
と、第７図に示すように、クオドラチャ−）一方式ＦＭ
検波器は、９０’移相器７と、位相検波器８から構成さ
れており、９０°移相器７は、入力信号端子９から入力
されたＦＭ信号の搬送波周波数で、出力信号と入力信号
の位相差が９０″となるように設定されている。

位相検波器８は、この位相検波器に入力される入力信号
端子９と９０’移相器とからの２つの入力信号の位相差
にもとづいて９０°からのずれに比例した出力直流電圧
を出力信号端子１０に発生する。

クオドラチャ一方式ＦＭ検波器の入力信号端子９に、Ｆ
Ｍ信号が加わると、ＦＭ信号は変調波の振幅に比例して
ＦＭ信号の周波数が、搬送波からずれるようになってい
るので、９０°移相器７が、入力信号周波数と移相量が
線型関係にあるとすると、　９０’移相器７の出力信号
は、変調波の振幅に比例して、入力信号に対して、位相
が９０°からずれることになる。この９０°移相器７の
出力信号と、入力信号端子９からの入力信号（ＦＭ信号
）を、位相検波器８に入力すると、前述したように、２
つの信号の位相差にもとづいて９０″からのずれに比例
した出力直流電圧を発生するので、結局、変調波の振幅
に比例した、出力直流電圧を発生することなり、変調波
を忠実に再現することが可能となる。

しかし、９０”移相器７の入力信号周波数対移相量が、
線型関係からずれていると、９０’移相器７の出力信号
が、変調波の振幅に比例した入力信号に対して位相が９
０°からずれた信号とならず、結局１位相検波器８の出
力は変調波の振幅に比例した、出力゛直流電圧とならず
、歪んだ信号となり、変調波を忠実に再現できなくなる
というような不都合が生じる。

（発明の目的） 本発明は上述した９０’移相器の入力信号周波数対移相
量を線型とし、変調波を忠実に再現できる移相器を提供
することを目的とする。

（課題を解決するための手段） 本発明１コ上記目的を達成するため、所定の入力信号周
波数における移相量を＋９０°か一９０°にし、且つ、
その周波数の近傍での入力信号周波数対移相量を線型と
するため、負性抵抗のインピーダンスと、並列共振回路
のインピーダンスとのインピーダンス分割により得られ
る２次のオールパスフィルターを用いることを特徴とす
る。

（作　用） 上記負性抵抗のインピーダンスと、並列共振回路のイン
ピーダンスとのインピーダンス分割により得られる２次
のオールパスフィルタの入出力特性（ｖ、ｕｔ／ｖｌｎ
）は、 で与えられる。（但し、ω。は角同調周波数、Ｑはクォ
リティーファクターである。） よって、出力信号の入力信号に対する位相差Ｏは次のよ
うになる。

ここでθ＝　−−ｉ　（＝−９０°）となる角周波数を
ω、となる。

群遅延特性τは、次のようになる。

これを、移相［９０°即ち、ω＝ω、のまゎりで展開す
ると、 となり、（ω−ω、）の１次の項の係数を０にするＯの
値は、 Ｑをこのように設定すると（ω−ω１）の１次の項の係
数が０となり、 ０＝−９０”でのまわりでの群遅延特性が一定、即ち入
力信号周波数対移相量が線型関係に近くなる。

よって、２次のオールパスフィルタを用いると群遅延特
性即ち、入力信号周波数対移相量を線型に近づけること
ができる。

（実施例） 第１図は本発明の一実施例による回路図を示し、図にお
いて１１は負性抵抗であり、前記第５図と同じ素子は同
一番号を付しである。いま、負性抵抗１１の値を−Ｒ／
２、並列共振回路を構成するコイル４、抵抗５．コンデ
ンサ６の値を各々、Ｌ、Ｒ。

Ｃとし、入力信号端子１の交流信号をｖ、ａとし、出力
信号端子２の交流信号をＶＯｕｔとすると、Ｖ　ｏ　ｕ
　Ｉは負性抵抗１１のインピーダンスと、並列共振回路
のインピーダンスのインピーダンス分割で与えられるの
で。

られる、）となり、インピーダンス分割により、２次の
オールパスフィルターの特性が得られる。

第２図は入力信号周波数が、４．５ＭＨｚで９０°位相
が遅れるようにした場合の２次のオールパスフィルター
（ω。＝２πＸ９．２Ｍ土、　Ｑ＝０．６４）の帯域±
ＬＭ）ｋでの群遅延特性を示す。

（７）式よりθ＝０．６４の時、入力信号周波数が４．
５Ｍ１（ｚで９０”位相が遅れるようにするためにはω
。

＝２πＸ９，２ＭＩ（ｚとなることがわかる。

第２図より、２次のオールパスフィルタを用いた場合に
は、第６図と比べて群遅延特性が殆んど一定となってい
ることがわかる。

第１図の負性抵抗１１を得るための回路例を第３図に示
す。図において、１１０は入力信号端子、１１１はオペ
アンプ、１１２〜１１４は抵抗であり、各々の抵抗値を
Ｒ１１２，Ｒ１１３，Ｒ１１４とする。

入力端子１１０から電流ｉが流入したとすると、抵抗１
１２の両端に電圧降下Ｒ１１２ｉを発生する。抵抗１１
２はオペアンプ１１１の出力端子と（−）入力端子。

抵抗１１３は出力端子と、（＋）入力端子と接続されて
いるため、抵抗１１３の両端にもＲ１１２ｉの電圧降下
が発生する。従って、抵抗１１３、即ち抵抗１１４には
、Ｒ１１２１の電流が流れることによって、オペアンプ
１１１の（＋）入力端子、したがって（−）入力Ｒ１１
２。

端子にも−Ｒ１１４・Ｒ１１３１の電圧変化が発生して
いる。

従って、入力信号端子１１０からみたインピーダンスは
、電流ｉが流入することにより、−Ｒ１１４・Ｒ１１２
。

Ｒ１１３ｌの電圧変化が発生するので、−Ｒ１１４・Ｒ
１１３となる・ 第４図は、第１図でのべた２次のオールパスフィルター
を９０°移相器７として用いた場合のクオドラチャ一方
式のＦＭ検波器の例を示すブロック構成図であり、前記
第７図と同じ素子は同一番号を付しである。

９０＠移相器７は、ある決められた（ＦＭ検波器として
用いる場合は、搬送波周波数）周波数で、位相が９０′
進むか遅れるかすれば良いので、２次のオールパスフィ
ルター７−（１）〜７−（２ｎ−１）を奇数個縦続接続
することによっても実現できる。このようにすれば、群
遅延量τの値、即ち、入力周波数変化に対する位相差の
変化率を調整することも可能である。

（発明の効果） 以上述べたように、本発明によれば、移相器として、２
次のオールパスフィルターを用いた場合。

入力信号周波数対移相量を線型に近づけることができ、
その移相器を、クオドラチャ一方式のＦＭ検波器に用い
た場合には、変調波を忠実に再現することが可能となり
非常に好都合である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例による回路図、第２図は２次
のオールパスフィルターの群遅延特性の一例図、第３図
は第１図の負性抵抗を得るための回路側図、第４図は本
発明をクオドラチャ一方式のＦＭ検波器に用いた構成ブ
ロック図、第５図は従来の２次のバイパスフィルターの
一回路図、第６図は第５図の２次のオールパスフィルタ
ーの群遅延特性の一例図、第７図は従来のクオドラチャ
一方式のＦＭ検波器の構成ブロック図である。 １．９　・・・入力信号端子、　２，１０・・・出力信
号端子、　４　・・・コイル（Ｌ）、　５　・・・抵抗
（Ｒ）、　６　・・・コンデンサ（Ｃ）、　７・・・９
０°移相器、　　７−（１）、　７−（２）・・・・７
−　（２ｎ−１）・・・　２次オールパスフィルター、
１１・・・負性抵抗。 特許出願人　松下電器産業株式会社 第　１　図 ｔＬダ鷹斌旦路 第　２　図 第３図 第４図 第５図 ヱクｊ共退回距 第６図 Ｆ　（ＭＨ２） 第７図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　所定の入力周波数における移相量を＋９０°か−９０
   °にし、且つ、その周波数の近傍での入力信号周波数対
   移相量を線型とするため、負性抵抗のインピーダンスと
   、並列共振回路のインピーダンスとのインピーダンス分
   割により得られる２次のオールパスフィルターを用いた
   ことを特徴とする移相器。