JPH06326519A - クォドラチャ復調回路 - Google Patents
クォドラチャ復調回路Info
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- JPH06326519A JPH06326519A JP11155293A JP11155293A JPH06326519A JP H06326519 A JPH06326519 A JP H06326519A JP 11155293 A JP11155293 A JP 11155293A JP 11155293 A JP11155293 A JP 11155293A JP H06326519 A JPH06326519 A JP H06326519A
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- Japan
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- phase
- circuit
- phase shift
- signal
- modulated wave
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 小型で、好ましくは同一のＩＣ基板上に一体
化形成できる上、復調感度が大きく、かつダイナミック
レンジを広く取れるクォドラチャ復調回路を提供する。 【構成】 入力のＦＭ変調波信号を非線形増幅するリミ
ッタアンプ１と、リミッタアンプ１の出力信号を移相す
る移相回路２であって、抵抗とコンデンサと能動素子と
から成る位相直線型の２次のベッセル型ハイパスフィル
タ回路を奇数段直列に接続したものか、または抵抗とコ
ンデンサ素子またはそれらに能動素子を加えて成る２次
のローパスフィルタ回路を奇数段接続したものと、前記
ＦＭ変調波信号と移相回路２の出力信号の位相を比較す
る位相比較回路４とを備え、移相回路２の移相量をＦＭ
変調波信号の中心周波数でそれぞれ±ｎ×π／２（但
し、ｎは奇数）となるように構成する。
化形成できる上、復調感度が大きく、かつダイナミック
レンジを広く取れるクォドラチャ復調回路を提供する。 【構成】 入力のＦＭ変調波信号を非線形増幅するリミ
ッタアンプ１と、リミッタアンプ１の出力信号を移相す
る移相回路２であって、抵抗とコンデンサと能動素子と
から成る位相直線型の２次のベッセル型ハイパスフィル
タ回路を奇数段直列に接続したものか、または抵抗とコ
ンデンサ素子またはそれらに能動素子を加えて成る２次
のローパスフィルタ回路を奇数段接続したものと、前記
ＦＭ変調波信号と移相回路２の出力信号の位相を比較す
る位相比較回路４とを備え、移相回路２の移相量をＦＭ
変調波信号の中心周波数でそれぞれ±ｎ×π／２（但
し、ｎは奇数）となるように構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はクォドラチャ復調回路に
関し、更に詳しくはＦＭ変調波信号を周波数に比例した
信号に復調するためのクォドラチャ復調回路に関する。
クォドラチャ復調回路はＦＭラジオや携帯電話等の特に
高密度実装を要求されるような通信機器の復調部に用い
られている。
関し、更に詳しくはＦＭ変調波信号を周波数に比例した
信号に復調するためのクォドラチャ復調回路に関する。
クォドラチャ復調回路はＦＭラジオや携帯電話等の特に
高密度実装を要求されるような通信機器の復調部に用い
られている。
【０００２】
【従来の技術】図８は従来のクォドラチャ復調回路を説
明する図で、図８の（Ａ）は従来のクォドラチャ復調回
路のブロック図である。図において２０はクォドラチャ
復調回路の一部を構成している集積回路（ＩＣ）、１は
リミッタアンプ（ＬＡ）、４は位相比較回路、５はロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）、そして、３０は同じくクォド
ラチャ復調回路の一部を構成している外部の移相回路で
ある。
明する図で、図８の（Ａ）は従来のクォドラチャ復調回
路のブロック図である。図において２０はクォドラチャ
復調回路の一部を構成している集積回路（ＩＣ）、１は
リミッタアンプ（ＬＡ）、４は位相比較回路、５はロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）、そして、３０は同じくクォド
ラチャ復調回路の一部を構成している外部の移相回路で
ある。
【０００３】入力のＦＭ変調波信号ＦＭＩＦはリミッタ
アンプ１で非線形増幅されて略方形波の信号になる。
該信号は分割され、一方は位相比較回路４の一方の端
子に入力する。また他方は移相回路３０に入力してお
り、ここで信号の周波数に応じた位相角だけ移相され
た信号になされて後、位相比較回路４のもう一方の端
子に入力する。位相比較回路４は信号と信号の位相
を比較してその位相差に応じた位相比較信号を出力す
る。そして、ローパスフィルタ５は位相比較信号を平
滑化して高周波成分を除去し、該信号の平均レベルに
相当するＦＭ復調信号ＤＥＭを形成する。
アンプ１で非線形増幅されて略方形波の信号になる。
該信号は分割され、一方は位相比較回路４の一方の端
子に入力する。また他方は移相回路３０に入力してお
り、ここで信号の周波数に応じた位相角だけ移相され
た信号になされて後、位相比較回路４のもう一方の端
子に入力する。位相比較回路４は信号と信号の位相
を比較してその位相差に応じた位相比較信号を出力す
る。そして、ローパスフィルタ５は位相比較信号を平
滑化して高周波成分を除去し、該信号の平均レベルに
相当するＦＭ復調信号ＤＥＭを形成する。
【０００４】図８の（Ｂ）は移相回路３０の周波数−移
相特性を示しており、横軸はＦＭ変調波信号の中心角周
波数ω0 で規格化した角周波数（ω／ω0 ）、縦軸は角
移相量（ｒａｄ）である。従来の移相回路３０は、図示
の如くコイルＬ、コンデンサＣA ，ＣB 及び抵抗Ｒから
構成されており、これらの値は入力のＦＭ変調波信号Ｆ
ＭＩＦの中心周波数ｆ0 （＝ω0 ）で位相角がπ／２進
むような移相特性Ｓ1又はＳ2 等に設定されている。
相特性を示しており、横軸はＦＭ変調波信号の中心角周
波数ω0 で規格化した角周波数（ω／ω0 ）、縦軸は角
移相量（ｒａｄ）である。従来の移相回路３０は、図示
の如くコイルＬ、コンデンサＣA ，ＣB 及び抵抗Ｒから
構成されており、これらの値は入力のＦＭ変調波信号Ｆ
ＭＩＦの中心周波数ｆ0 （＝ω0 ）で位相角がπ／２進
むような移相特性Ｓ1又はＳ2 等に設定されている。
【０００５】図９は従来のクォドラチャ復調回路の動作
タイミングチャートである。図９の（Ａ）は中心周波数
ｆ0 のＦＭ変調波信号が入力している場合を示してお
り、該信号と移相回路３０の出力信号の位相差θF
はπ／２である。その結果、位相比較回路４はデューテ
ィー比が１／２となるような位相比較信号を出力し、
ローパスフィルタ５の出力信号ＤＥＭは零になる。
タイミングチャートである。図９の（Ａ）は中心周波数
ｆ0 のＦＭ変調波信号が入力している場合を示してお
り、該信号と移相回路３０の出力信号の位相差θF
はπ／２である。その結果、位相比較回路４はデューテ
ィー比が１／２となるような位相比較信号を出力し、
ローパスフィルタ５の出力信号ＤＥＭは零になる。
【０００６】図９の（Ｂ）は中心周波数ｆ0 よりも高い
周波数のＦＭ変調波信号が入力している場合を示して
おり、信号と信号の位相差θF はπ／２よりも小さ
い。その結果、位相比較回路４はデューティー比が１／
２よりも大きくなるような位相比較信号を出力し、ロ
ーパスフィルタ５の出力信号ＤＥＭは正になる。図９の
（Ｃ）は中心周波数ｆ0 よりも低い周波数のＦＭ変調波
信号が入力している場合を示しており、信号と信号
の位相差θF はπ／２よりも大きい。その結果、位相
比較回路４はデューティー比が１／２よりも小さくなる
ような位相比較信号を出力し、ローパスフィルタ５の
出力信号ＤＥＭは負になる。こうして、入力のＦＭ変調
波信号ＦＭＩＦの周波数に比例したＦＭ復調信号ＤＥＭ
が取り出せる。
周波数のＦＭ変調波信号が入力している場合を示して
おり、信号と信号の位相差θF はπ／２よりも小さ
い。その結果、位相比較回路４はデューティー比が１／
２よりも大きくなるような位相比較信号を出力し、ロ
ーパスフィルタ５の出力信号ＤＥＭは正になる。図９の
（Ｃ）は中心周波数ｆ0 よりも低い周波数のＦＭ変調波
信号が入力している場合を示しており、信号と信号
の位相差θF はπ／２よりも大きい。その結果、位相
比較回路４はデューティー比が１／２よりも小さくなる
ような位相比較信号を出力し、ローパスフィルタ５の
出力信号ＤＥＭは負になる。こうして、入力のＦＭ変調
波信号ＦＭＩＦの周波数に比例したＦＭ復調信号ＤＥＭ
が取り出せる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記の如く、従来は、
移相回路３０にコイルＬを使用していた。しかし、一般
にコイルＬはＩＣ回路で形成できない上、使用周波数に
よってはかなりのサイズとなる。このため、従来のクォ
ドラチャ復調回路は外付けの移相回路３０を必要とし、
全体の実装面積及び高さが大きなものとなっていた。し
かも、図８の（Ｂ）の移相特性Ｓ1 では傾斜が緩やかで
あるため周波数変化に対する角移相量変化の割合（復調
感度）が大きく取れない。また移相特性Ｓ2 とすれば、
復調感度は大きくなるが、リニアリティーを維持できる
ダイナミックレンジが狭くなってしまう。
移相回路３０にコイルＬを使用していた。しかし、一般
にコイルＬはＩＣ回路で形成できない上、使用周波数に
よってはかなりのサイズとなる。このため、従来のクォ
ドラチャ復調回路は外付けの移相回路３０を必要とし、
全体の実装面積及び高さが大きなものとなっていた。し
かも、図８の（Ｂ）の移相特性Ｓ1 では傾斜が緩やかで
あるため周波数変化に対する角移相量変化の割合（復調
感度）が大きく取れない。また移相特性Ｓ2 とすれば、
復調感度は大きくなるが、リニアリティーを維持できる
ダイナミックレンジが狭くなってしまう。
【０００８】本発明の目的は、全体として小型で、好ま
しくは同一のＩＣ基板上に一体化形成できる上、復調感
度が大きく、かつダイナミックレンジを広く取れるクォ
ドラチャ復調回路を提供することにある。
しくは同一のＩＣ基板上に一体化形成できる上、復調感
度が大きく、かつダイナミックレンジを広く取れるクォ
ドラチャ復調回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記の課題は図１の
（Ａ）の構成により解決される。即ち、本発明（１）の
クォドラチャ復調回路は、ＦＭ変調波信号を周波数に比
例した信号に復調するためのクォドラチャ復調回路にお
いて、入力のＦＭ変調波信号を移相する移相回路２であ
って、抵抗とコンデンサ素子又は抵抗とコンデンサと能
動素子とから成る２次のローパスフィルタ回路を奇数段
直列に接続したものと、前記ＦＭ変調波信号と移相回路
２の出力信号の位相を比較する位相比較回路４とを備
え、移相回路２の移相量をＦＭ変調波信号の中心周波数
で−ｎ×π／２（但し、ｎは奇数）となるように構成し
たものである。
（Ａ）の構成により解決される。即ち、本発明（１）の
クォドラチャ復調回路は、ＦＭ変調波信号を周波数に比
例した信号に復調するためのクォドラチャ復調回路にお
いて、入力のＦＭ変調波信号を移相する移相回路２であ
って、抵抗とコンデンサ素子又は抵抗とコンデンサと能
動素子とから成る２次のローパスフィルタ回路を奇数段
直列に接続したものと、前記ＦＭ変調波信号と移相回路
２の出力信号の位相を比較する位相比較回路４とを備
え、移相回路２の移相量をＦＭ変調波信号の中心周波数
で−ｎ×π／２（但し、ｎは奇数）となるように構成し
たものである。
【００１０】また本発明（２）のクォドラチャ復調回路
は、ＦＭ変調波信号を周波数に比例した信号に復調する
ためのクォドラチャ復調回路において、入力のＦＭ変調
波信号を非線形増幅するリミッタアンプ１と、リミッタ
アンプ１の出力信号を移相する移相回路２であって、抵
抗とコンデンサと能動素子とから成る位相直線型の２次
のベッセル型ハイパスフィルタ回路を奇数段直列に接続
したものと、前記ＦＭ変調波信号と移相回路２の出力信
号の位相を比較する位相比較回路４とを備え、移相回路
２の移相量をＦＭ変調波信号の中心周波数でｎ×π／２
（但し、ｎは奇数）となるように構成したものである。
は、ＦＭ変調波信号を周波数に比例した信号に復調する
ためのクォドラチャ復調回路において、入力のＦＭ変調
波信号を非線形増幅するリミッタアンプ１と、リミッタ
アンプ１の出力信号を移相する移相回路２であって、抵
抗とコンデンサと能動素子とから成る位相直線型の２次
のベッセル型ハイパスフィルタ回路を奇数段直列に接続
したものと、前記ＦＭ変調波信号と移相回路２の出力信
号の位相を比較する位相比較回路４とを備え、移相回路
２の移相量をＦＭ変調波信号の中心周波数でｎ×π／２
（但し、ｎは奇数）となるように構成したものである。
【００１１】
【作用】図１の（Ａ）において、本発明（１）の場合は
リミッタアンプ１，３は必ずしも必要ではないが、説明
の簡単のため有るものとして説明する。図１の（Ｂ）は
本発明（１）の移相回路２の一例の周波数−移相特性を
示しており、縦軸はＦＭ変調波信号の中心角周波数ω0
で規格化した角周波数（ω／ω 0 ）、横軸は角移相量
（ｒａｄ）である。
リミッタアンプ１，３は必ずしも必要ではないが、説明
の簡単のため有るものとして説明する。図１の（Ｂ）は
本発明（１）の移相回路２の一例の周波数−移相特性を
示しており、縦軸はＦＭ変調波信号の中心角周波数ω0
で規格化した角周波数（ω／ω 0 ）、横軸は角移相量
（ｒａｄ）である。
【００１２】例えば移相回路２が抵抗とコンデンサ素子
又は抵抗とコンデンサと能動素子とから成る２次のパッ
シブ又はアクティブのローパスフィルタ回路を１段だけ
備える場合は、ＦＭ変調波信号ＦＭＩＦ（即ち、信号
）の中心周波数ｆ0 （＝ω0）で位相がπ／２だけ遅
れるような移相特性φ1 が得られる。そして、信号の
周波数が中心周波数ｆ0 よりも低くなるとリミッタアン
プ３の出力信号1 は矢印ａ方向に移動し、また中心周
波数ｆ0 よりも高くなると信号1 は矢印ｂ方向に移動
する。そこで、位相比較回路４により両信号，1 間
の位相差を検出し、その出力の位相比較信号をローパ
スフィルタ５を通すことによりＦＭ復調信号ＤＥＭを得
る。
又は抵抗とコンデンサと能動素子とから成る２次のパッ
シブ又はアクティブのローパスフィルタ回路を１段だけ
備える場合は、ＦＭ変調波信号ＦＭＩＦ（即ち、信号
）の中心周波数ｆ0 （＝ω0）で位相がπ／２だけ遅
れるような移相特性φ1 が得られる。そして、信号の
周波数が中心周波数ｆ0 よりも低くなるとリミッタアン
プ３の出力信号1 は矢印ａ方向に移動し、また中心周
波数ｆ0 よりも高くなると信号1 は矢印ｂ方向に移動
する。そこで、位相比較回路４により両信号，1 間
の位相差を検出し、その出力の位相比較信号をローパ
スフィルタ５を通すことによりＦＭ復調信号ＤＥＭを得
る。
【００１３】このように、本発明によれば移相回路２が
有する２次のパッシブ又はアクティブのローパスフィル
タ回路は抵抗とコンデンサ素子又は抵抗とコンデンサと
能動素子のみから成り、コイルＬを含まないので、全体
として移相回路２を小型に形成でき、好ましくは同一の
ＩＣ基板上に他の構成回路と共に一体化形成できる。従
って、本発明のクォドラチャ復調回路は極めて小型に構
成できる。
有する２次のパッシブ又はアクティブのローパスフィル
タ回路は抵抗とコンデンサ素子又は抵抗とコンデンサと
能動素子のみから成り、コイルＬを含まないので、全体
として移相回路２を小型に形成でき、好ましくは同一の
ＩＣ基板上に他の構成回路と共に一体化形成できる。従
って、本発明のクォドラチャ復調回路は極めて小型に構
成できる。
【００１４】また、移相回路２が上記の様な２次のロー
パスフィルタ回路を３段直列に接続して備える場合に
は、入力信号の中心周波数ｆ0 で位相が３×π／２だ
け遅れるような移相特性φ3 が得られる。図より明らか
な通り、ここでは信号の周波数変化に対する角移相量
変化の割合（復調感度）は特性φ1 の場合よりも数段大
きくなっており、かつ中心周波数付近におけるリニアリ
ティー即ち復調のダイナミックレンジも数段改善されて
いる。従って、入力信号の周波数が中心周波数ｆ0 よ
りも低くなるとリミッタアンプ３の出力信号3 は矢印
ａ´方向に大きく移動し、また中心周波数ｆ0 よりも高
くなると信号3 は矢印ｂ´方向に大きく移動する。そ
して、この場合は中心周波数ｆ0 において、信号の２
番目の信号よりも最初の信号3 がπ／２だけ位相が進
んでいると考えれば良い。そこで、位相比較回路４によ
り上記と同様にして両信号，3 間の位相差を検出
し、その出力信号をローパスフィルタ５を通すことに
より特性の改善されたＦＭ復調信号ＤＥＭを得ることが
できる。
パスフィルタ回路を３段直列に接続して備える場合に
は、入力信号の中心周波数ｆ0 で位相が３×π／２だ
け遅れるような移相特性φ3 が得られる。図より明らか
な通り、ここでは信号の周波数変化に対する角移相量
変化の割合（復調感度）は特性φ1 の場合よりも数段大
きくなっており、かつ中心周波数付近におけるリニアリ
ティー即ち復調のダイナミックレンジも数段改善されて
いる。従って、入力信号の周波数が中心周波数ｆ0 よ
りも低くなるとリミッタアンプ３の出力信号3 は矢印
ａ´方向に大きく移動し、また中心周波数ｆ0 よりも高
くなると信号3 は矢印ｂ´方向に大きく移動する。そ
して、この場合は中心周波数ｆ0 において、信号の２
番目の信号よりも最初の信号3 がπ／２だけ位相が進
んでいると考えれば良い。そこで、位相比較回路４によ
り上記と同様にして両信号，3 間の位相差を検出
し、その出力信号をローパスフィルタ５を通すことに
より特性の改善されたＦＭ復調信号ＤＥＭを得ることが
できる。
【００１５】更に、２次のローパスフィルタ回路を５
段、７段と言うように増して行くと、一般的には入力信
号の中心周波数ｆ0 で位相がｎ×π／２（但し、ｎは
奇数）だけ遅れるような移相特性φn が得られる。そし
て、ｎが増すほど、復調感度、復調のリニアリティー及
びダイナミックレンジが向上する。図１の（Ａ）におい
て、本発明（２）の場合はリミッタアンプ３は必要な
い。本発明（２）の移相回路２は抵抗とコンデンサと能
動素子とから成る２次のアクティブのハイパスフィルタ
回路を奇数段直列に接続したものである。従って、この
場合のクォドラチャ復調回路も極めて小型に構成でき
る。
段、７段と言うように増して行くと、一般的には入力信
号の中心周波数ｆ0 で位相がｎ×π／２（但し、ｎは
奇数）だけ遅れるような移相特性φn が得られる。そし
て、ｎが増すほど、復調感度、復調のリニアリティー及
びダイナミックレンジが向上する。図１の（Ａ）におい
て、本発明（２）の場合はリミッタアンプ３は必要な
い。本発明（２）の移相回路２は抵抗とコンデンサと能
動素子とから成る２次のアクティブのハイパスフィルタ
回路を奇数段直列に接続したものである。従って、この
場合のクォドラチャ復調回路も極めて小型に構成でき
る。
【００１６】本発明（２）の移相回路２の周波数−移相
特性は、図示しないが、図１の（Ｂ）の周波数−移相特
性を縦軸（ω／ω0 軸）の左側に平行移動したものとし
て得られる。即ち、２次のハイパスフィルタ回路が１段
の場合は０．０１＜ω／ω0＜１００の範囲内で角位相
量θF はπ＞θF ＞０の範囲内で変化する。また２次の
ハイパスフィルタ回路が３段の場合は同じく０．０１＜
ω／ω0 ＜１００の範囲内で角位相量θF は３π＞θF
＞０の範囲内で変化する。そして、一般的には入力信号
の中心周波数ｆ0 では位相がｎ×π／２（但し、ｎは
奇数）だけ進むような移相特性が得られる。この場合も
上記と同様にして２次のハイパスフィルタ回路の段数を
奇数段毎に増せば復調感度、復調のリニアリティー及び
ダイナミックレンジの改善が得られる。更に本発明
（２）における２次のハイパスフィルタ回路は位相直線
型のベッセル型としているので、入力信号の各周波数
成分の遅延時間は一定で、かつ通過帯域のゲインもフラ
ットとなり、これにより移相回路２の出力信号が歪まな
いようにしている。
特性は、図示しないが、図１の（Ｂ）の周波数−移相特
性を縦軸（ω／ω0 軸）の左側に平行移動したものとし
て得られる。即ち、２次のハイパスフィルタ回路が１段
の場合は０．０１＜ω／ω0＜１００の範囲内で角位相
量θF はπ＞θF ＞０の範囲内で変化する。また２次の
ハイパスフィルタ回路が３段の場合は同じく０．０１＜
ω／ω0 ＜１００の範囲内で角位相量θF は３π＞θF
＞０の範囲内で変化する。そして、一般的には入力信号
の中心周波数ｆ0 では位相がｎ×π／２（但し、ｎは
奇数）だけ進むような移相特性が得られる。この場合も
上記と同様にして２次のハイパスフィルタ回路の段数を
奇数段毎に増せば復調感度、復調のリニアリティー及び
ダイナミックレンジの改善が得られる。更に本発明
（２）における２次のハイパスフィルタ回路は位相直線
型のベッセル型としているので、入力信号の各周波数
成分の遅延時間は一定で、かつ通過帯域のゲインもフラ
ットとなり、これにより移相回路２の出力信号が歪まな
いようにしている。
【００１７】好ましくは、本発明（１）又は（２）のク
ォドラチャ復調回路はその移相回路２を他の構成回路と
共に同一のＩＣ基板上に集積形成して成るものである。
ォドラチャ復調回路はその移相回路２を他の構成回路と
共に同一のＩＣ基板上に集積形成して成るものである。
【００１８】
【実施例】以下、添付図面に従って本発明による実施例
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は第１実施例のク
ォドラチャ復調回路のブロック図で、図において１０は
第１実施例のクォドラチャ復調回路を収容している集積
回路（ＩＣ）、１はリミッタアンプ（ＬＡ）、２は第１
実施例の移相回路、２1 は２次のパッシブローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）、３は移相回路２の出力信号を方形波に
戻すため（ロス補正も兼ねる）のリミッタアンプ（Ｌ
Ａ）、４は位相比較回路、５はローパスフィルタ回路
（ＬＰＦ）である。
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は第１実施例のク
ォドラチャ復調回路のブロック図で、図において１０は
第１実施例のクォドラチャ復調回路を収容している集積
回路（ＩＣ）、１はリミッタアンプ（ＬＡ）、２は第１
実施例の移相回路、２1 は２次のパッシブローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）、３は移相回路２の出力信号を方形波に
戻すため（ロス補正も兼ねる）のリミッタアンプ（Ｌ
Ａ）、４は位相比較回路、５はローパスフィルタ回路
（ＬＰＦ）である。
【００１９】２次のＬＰＦの伝達関数Ｔ（ｓ）の一般型
は Ｔ（ｓ）＝Ｋｂ2 ／｛ｓ2 ＋（１／Ｑ）ｂｓ＋ｂ2 ｝ で与えられる。ここでＱはフィルタの遮断特性を左右す
るクォリティファクタである。第１実施例のパッシブＬ
ＰＦ２1 では、 Ｋ＝１ ｂ＝１／√（Ｃ1 Ｃ2 Ｒ1 Ｒ2 ） Ｑ＝√（Ｃ1 Ｃ2 Ｒ1 Ｒ2 ）／（Ｃ1 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ2 ） となる。更に入力のＦＭ変調波信号ＦＭＩＦ（信号）
に対するゲインの絶対値｜Ｔ（Ｊω）｜は、 ｜Ｔ（Ｊω）｜ ＝１／√｛１＋（１／Ｑ2 −２）（ω／ｂ）2 ＋（ω／ｂ）4 ）｝ で与えられ、位相角ａｒｇＴ（Ｊω）は、 ａｒｇＴ（Ｊω） ＝−ｔａｎ-1〔（１／Ｑ）（ω／ｂ）／｛１−（ω／ｂ）2 ｝〕 で与えられる。Ｑの値はＣ1 ，Ｃ2 ，Ｒ1 ，Ｒ2 の値に
より設定でき、Ｑ＞１／√２だと入力信号の中心周波
数ｆ0 （＝ω0 ＝ｂ）付近で｜Ｔ（Ｊω）｜にはピーク
が生じる。同時に中心周波数ｆ0 付近のａｒｇＴ（Ｊ
ω）の変化は急峻になる。但し、パッシブＬＰＦ２1 で
はＱの値は１／２よりも小さい。逆にＱ＜１／√２だと
中心周波数ｆ0 付近のａｒｇＴ（Ｊω）の変化は緩やか
になる。そこで、第１実施例ではこのＱの値を設定する
ことでパッシブＬＰＦ２1 の移相特性を可能な範囲内で
所望に調整する。
は Ｔ（ｓ）＝Ｋｂ2 ／｛ｓ2 ＋（１／Ｑ）ｂｓ＋ｂ2 ｝ で与えられる。ここでＱはフィルタの遮断特性を左右す
るクォリティファクタである。第１実施例のパッシブＬ
ＰＦ２1 では、 Ｋ＝１ ｂ＝１／√（Ｃ1 Ｃ2 Ｒ1 Ｒ2 ） Ｑ＝√（Ｃ1 Ｃ2 Ｒ1 Ｒ2 ）／（Ｃ1 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ2 ） となる。更に入力のＦＭ変調波信号ＦＭＩＦ（信号）
に対するゲインの絶対値｜Ｔ（Ｊω）｜は、 ｜Ｔ（Ｊω）｜ ＝１／√｛１＋（１／Ｑ2 −２）（ω／ｂ）2 ＋（ω／ｂ）4 ）｝ で与えられ、位相角ａｒｇＴ（Ｊω）は、 ａｒｇＴ（Ｊω） ＝−ｔａｎ-1〔（１／Ｑ）（ω／ｂ）／｛１−（ω／ｂ）2 ｝〕 で与えられる。Ｑの値はＣ1 ，Ｃ2 ，Ｒ1 ，Ｒ2 の値に
より設定でき、Ｑ＞１／√２だと入力信号の中心周波
数ｆ0 （＝ω0 ＝ｂ）付近で｜Ｔ（Ｊω）｜にはピーク
が生じる。同時に中心周波数ｆ0 付近のａｒｇＴ（Ｊ
ω）の変化は急峻になる。但し、パッシブＬＰＦ２1 で
はＱの値は１／２よりも小さい。逆にＱ＜１／√２だと
中心周波数ｆ0 付近のａｒｇＴ（Ｊω）の変化は緩やか
になる。そこで、第１実施例ではこのＱの値を設定する
ことでパッシブＬＰＦ２1 の移相特性を可能な範囲内で
所望に調整する。
【００２０】図３は第１実施例のクォドラチャ復調回路
の動作タイミングチャートで、図はパッシブＬＰＦ２1
が１段の場合の動作を示している。図３の（Ａ）は中心
周波数ｆ0 のＦＭ変調波信号が入力している場合を示
しており、該信号とリミッタアンプ３の出力信号の
位相差θD は−π／２である。その結果、位相比較回路
４はデューティー比が１／２となるような位相比較信号
を出力し、ローパスフィルタ５の出力信号ＤＥＭは零
になる。
の動作タイミングチャートで、図はパッシブＬＰＦ２1
が１段の場合の動作を示している。図３の（Ａ）は中心
周波数ｆ0 のＦＭ変調波信号が入力している場合を示
しており、該信号とリミッタアンプ３の出力信号の
位相差θD は−π／２である。その結果、位相比較回路
４はデューティー比が１／２となるような位相比較信号
を出力し、ローパスフィルタ５の出力信号ＤＥＭは零
になる。
【００２１】図３の（Ｂ）は中心周波数ｆ0 よりも高い
周波数のＦＭ変調波信号が入力している場合を示して
おり、信号と信号の位相差θD は−π／２よりも大
きい。その結果、位相比較回路４はデューティー比が１
／２よりも小さくなるような位相比較信号を出力し、
ローパスフィルタ５の出力信号ＤＥＭは負になる。図３
の（Ｃ）は中心周波数ｆ0 よりも低い周波数のＦＭ変調
波信号が入力している場合を示しており、信号と信
号の位相差θD は−π／２よりも小さい。その結果、
位相比較回路４はデューティー比が１／２よりも大きく
なるような位相比較信号を出力し、ローパスフィルタ
５の出力信号ＤＥＭは正になる。
周波数のＦＭ変調波信号が入力している場合を示して
おり、信号と信号の位相差θD は−π／２よりも大
きい。その結果、位相比較回路４はデューティー比が１
／２よりも小さくなるような位相比較信号を出力し、
ローパスフィルタ５の出力信号ＤＥＭは負になる。図３
の（Ｃ）は中心周波数ｆ0 よりも低い周波数のＦＭ変調
波信号が入力している場合を示しており、信号と信
号の位相差θD は−π／２よりも小さい。その結果、
位相比較回路４はデューティー比が１／２よりも大きく
なるような位相比較信号を出力し、ローパスフィルタ
５の出力信号ＤＥＭは正になる。
【００２２】また上記の様なパッシブＬＰＦ２1 を３段
直列に接続すると、入力信号の中心周波数ｆ0 では位
相が略３×π／２遅れる。図１の（Ｂ）で説明した通
り、この場合は入力信号の周波数変化に対する各移相
量変化の割合（復調感度）はパッシブＬＰＦ２1 が１段
の場合よりも大きくなっており、かつ中心周波数ｆ0 付
近の復調のリニアリティー及びダイナミックレンジも大
幅に改善される。そして、この場合は中心周波数ｆ0 に
おいて、信号の２番目の信号よりも移相された最初の
信号がπ／２だけ位相が進んでいると考えれば良い。
そこで、位相比較回路４により上記と同様にして両信号
，間の位相差を検出し、その出力信号をローパス
フィルタ５を通すことにより特性の改善されたＦＭ復調
信号ＤＥＭを得ることができる。
直列に接続すると、入力信号の中心周波数ｆ0 では位
相が略３×π／２遅れる。図１の（Ｂ）で説明した通
り、この場合は入力信号の周波数変化に対する各移相
量変化の割合（復調感度）はパッシブＬＰＦ２1 が１段
の場合よりも大きくなっており、かつ中心周波数ｆ0 付
近の復調のリニアリティー及びダイナミックレンジも大
幅に改善される。そして、この場合は中心周波数ｆ0 に
おいて、信号の２番目の信号よりも移相された最初の
信号がπ／２だけ位相が進んでいると考えれば良い。
そこで、位相比較回路４により上記と同様にして両信号
，間の位相差を検出し、その出力信号をローパス
フィルタ５を通すことにより特性の改善されたＦＭ復調
信号ＤＥＭを得ることができる。
【００２３】図４は第２実施例のクォドラチャ復調回路
のブロック図で、図において、１０は第２実施例のクォ
ドラチャ復調回路を収容している集積回路（ＩＣ）、２
は第２実施例の移相回路、２2 は２次のアクティブロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）である。移相回路２として図示
のようなアクティブＬＰＦ２2 を使用すると、 Ｋ＝１＋ＲF ／ＲS ｂ＝１／√（Ｃ1 Ｃ2 Ｒ1 Ｒ2 ） Ｑ ＝√（Ｃ1 Ｃ2 Ｒ1 Ｒ2 ）／｛（１−Ｋ）Ｃ1 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ2 ）｝ となる。この例のフィルタ回路では非反転アンプＡのゲ
インＫによってＱの値を設定できる。例えばＣ1 ＝Ｃ2
＝Ｃ、かつＲ1 ＝Ｒ2 ＝ＲとするとＱ＝１／（３−Ｋ）
となり、１＜Ｋ＜３の範囲で１／２＜Ｑ＜∞になる。又
はＲS ＝ＲF 、かつＣ1 Ｒ1 ＝Ｃ2 Ｒ2 となるように選
ぶと、 Ｋ＝２ ｂ＝１／Ｃ1 Ｒ1 Ｑ＝Ｃ1 ／Ｃ2 となり、容量比だけでＱを設定できる。又はＲ1 ＝Ｒ2
＝Ｒとし、かつ非反転アンプＡを電圧フォロアにする
と、 Ｋ＝１ ｂ＝１／Ｒ√（Ｃ1 Ｃ2 ） Ｑ＝１／２×√（Ｃ1 ／Ｃ2 ） となり、この場合も容量比だけでＱを設定できる。
のブロック図で、図において、１０は第２実施例のクォ
ドラチャ復調回路を収容している集積回路（ＩＣ）、２
は第２実施例の移相回路、２2 は２次のアクティブロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）である。移相回路２として図示
のようなアクティブＬＰＦ２2 を使用すると、 Ｋ＝１＋ＲF ／ＲS ｂ＝１／√（Ｃ1 Ｃ2 Ｒ1 Ｒ2 ） Ｑ ＝√（Ｃ1 Ｃ2 Ｒ1 Ｒ2 ）／｛（１−Ｋ）Ｃ1 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ2 ）｝ となる。この例のフィルタ回路では非反転アンプＡのゲ
インＫによってＱの値を設定できる。例えばＣ1 ＝Ｃ2
＝Ｃ、かつＲ1 ＝Ｒ2 ＝ＲとするとＱ＝１／（３−Ｋ）
となり、１＜Ｋ＜３の範囲で１／２＜Ｑ＜∞になる。又
はＲS ＝ＲF 、かつＣ1 Ｒ1 ＝Ｃ2 Ｒ2 となるように選
ぶと、 Ｋ＝２ ｂ＝１／Ｃ1 Ｒ1 Ｑ＝Ｃ1 ／Ｃ2 となり、容量比だけでＱを設定できる。又はＲ1 ＝Ｒ2
＝Ｒとし、かつ非反転アンプＡを電圧フォロアにする
と、 Ｋ＝１ ｂ＝１／Ｒ√（Ｃ1 Ｃ2 ） Ｑ＝１／２×√（Ｃ1 ／Ｃ2 ） となり、この場合も容量比だけでＱを設定できる。
【００２４】図５は２次のアクティブＬＰＦのゲインと
位相の周波数特性を示す図であり、ここでは、 ｂ＝ω0 ＝１／√（Ｃ1 Ｃ2 Ｒ1 Ｒ2 ） １／Ｑ＝２ａ＝｛（１−Ｋ）Ｃ1 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ2 ）｝ω0 の関係にある。このように第２実施例ではＱの値を所望
に設定でき、よってアクティブＬＰＦ２2 が１段でも所
望の移相特性が得られる。なお、第２実施例のクォドラ
チャ復調回路の動作タイミングチャートは図３と同様で
ある。
位相の周波数特性を示す図であり、ここでは、 ｂ＝ω0 ＝１／√（Ｃ1 Ｃ2 Ｒ1 Ｒ2 ） １／Ｑ＝２ａ＝｛（１−Ｋ）Ｃ1 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ2 ）｝ω0 の関係にある。このように第２実施例ではＱの値を所望
に設定でき、よってアクティブＬＰＦ２2 が１段でも所
望の移相特性が得られる。なお、第２実施例のクォドラ
チャ復調回路の動作タイミングチャートは図３と同様で
ある。
【００２５】また上記の様なアクティブＬＰＦ２2 を３
段直列に接続すると、ＦＭ変調波信号ＦＭＩＦの中心周
波数ｆ0 では位相が略３×π／２だけ遅れ、更に５段、
７段と増して行くと一般的には移相回路２の角移相量は
ＦＭ変調波信号ＦＭＩＦの中心周波数ｆ0 でｎ×π／２
（但し、ｎは奇数）だけ遅れる。そして、これを上記と
同様にして復調すれば、復調特性の大幅な改善が得られ
る。
段直列に接続すると、ＦＭ変調波信号ＦＭＩＦの中心周
波数ｆ0 では位相が略３×π／２だけ遅れ、更に５段、
７段と増して行くと一般的には移相回路２の角移相量は
ＦＭ変調波信号ＦＭＩＦの中心周波数ｆ0 でｎ×π／２
（但し、ｎは奇数）だけ遅れる。そして、これを上記と
同様にして復調すれば、復調特性の大幅な改善が得られ
る。
【００２６】図６は第３実施例のクォドラチャ復調回路
のブロック図で、図において１０は第３実施例のクォド
ラチャ復調回路を収容している集積回路（ＩＣ）、２は
第３実施例の移相回路、２3 は位相直線型の２次のベッ
セル型ハイパスフィルタ回路（ＨＰＦ）である。２次の
アクティブＨＰＦ２3 の周波数−移相特性は、図示しな
いが、図５の（Ｂ）の周波数−移相特性においてω／ω
0 ＝０で位相がπ進み、ω／ω0 ＝１で位相がπ／２進
み、かつω／ω0 ＝∞で位相が０になるようなカーブで
ある。この場合の移相回路２も抵抗とコンデンサと能動
素子から成るので移相回路２を極めて小型に構成でき
る。またＱの値も第２実施例の場合と同様にして任意に
設定でき、よってアクティブＨＰＦ２3 が１段でも所望
の移相特性が得られる。この場合に、アクティブＨＰＦ
２3 は位相直線型のベッセル型としているので、入力信
号の各周波数成分の遅延時間は一定で、かつ通過帯域
のゲインもフラットとなり、これにより移相回路２の出
力信号が歪まないようにしている。
のブロック図で、図において１０は第３実施例のクォド
ラチャ復調回路を収容している集積回路（ＩＣ）、２は
第３実施例の移相回路、２3 は位相直線型の２次のベッ
セル型ハイパスフィルタ回路（ＨＰＦ）である。２次の
アクティブＨＰＦ２3 の周波数−移相特性は、図示しな
いが、図５の（Ｂ）の周波数−移相特性においてω／ω
0 ＝０で位相がπ進み、ω／ω0 ＝１で位相がπ／２進
み、かつω／ω0 ＝∞で位相が０になるようなカーブで
ある。この場合の移相回路２も抵抗とコンデンサと能動
素子から成るので移相回路２を極めて小型に構成でき
る。またＱの値も第２実施例の場合と同様にして任意に
設定でき、よってアクティブＨＰＦ２3 が１段でも所望
の移相特性が得られる。この場合に、アクティブＨＰＦ
２3 は位相直線型のベッセル型としているので、入力信
号の各周波数成分の遅延時間は一定で、かつ通過帯域
のゲインもフラットとなり、これにより移相回路２の出
力信号が歪まないようにしている。
【００２７】図７は第３実施例のクォドラチャ復調回路
の動作タイミングチャートで、図はアクティブＨＰＦ２
3 が１段の場合の動作を示している。図７の（Ａ）は中
心周波数ｆ0 のＦＭ変調波信号が入力している場合を
示しており、入力信号と移相回路２の出力信号の位
相差θF はπ／２である。その結果、位相比較回路４は
デューティー比が１／２となるような位相比較信号を
出力し、ローパスフィルタ５の出力信号ＤＥＭは零であ
る。
の動作タイミングチャートで、図はアクティブＨＰＦ２
3 が１段の場合の動作を示している。図７の（Ａ）は中
心周波数ｆ0 のＦＭ変調波信号が入力している場合を
示しており、入力信号と移相回路２の出力信号の位
相差θF はπ／２である。その結果、位相比較回路４は
デューティー比が１／２となるような位相比較信号を
出力し、ローパスフィルタ５の出力信号ＤＥＭは零であ
る。
【００２８】図７の（Ｂ）は中心周波数ｆ0 よりも高い
周波数のＦＭ変調波信号が入力している場合を示して
おり、信号と信号の位相差θF はπ／２よりも小さ
い。その結果、位相比較回路４はデューティー比が１／
２よりも大きくなるような位相比較信号を出力し、ロ
ーパスフィルタ５の出力信号ＤＥＭは正になる。図７の
（Ｃ）は中心周波数ｆ0 よりも低い周波数のＦＭ変調波
信号が入力している場合を示しており、信号と信号
の位相差θF はπ／２よりも大きい。その結果、位相
比較回路４はデューティー比が１／２よりも小さくなる
ような位相比較信号を出力し、ローパスフィルタ５の
出力信号ＤＥＭは負になる。
周波数のＦＭ変調波信号が入力している場合を示して
おり、信号と信号の位相差θF はπ／２よりも小さ
い。その結果、位相比較回路４はデューティー比が１／
２よりも大きくなるような位相比較信号を出力し、ロ
ーパスフィルタ５の出力信号ＤＥＭは正になる。図７の
（Ｃ）は中心周波数ｆ0 よりも低い周波数のＦＭ変調波
信号が入力している場合を示しており、信号と信号
の位相差θF はπ／２よりも大きい。その結果、位相
比較回路４はデューティー比が１／２よりも小さくなる
ような位相比較信号を出力し、ローパスフィルタ５の
出力信号ＤＥＭは負になる。
【００２９】また、このようなアクティブＨＰＦ２3 を
３段直列に接続すると、ＦＭ変調波信号ＦＭＩＦの中心
周波数ｆ0 では位相が略３×π／２だけ進む。ここでは
入力信号の周波数変化に対する角移相量変化の割合
（復調感度）はアクティブＨＰＦ２3 が１段の場合より
も大きくなっており、かつ中心周波数ｆ0 付近の復調の
リニアリティー及びダイナミックレンジも大幅に改善さ
れる。そして、この場合は中心周波数ｆ0 において、移
相された信号の２番目の信号が最初の信号よりπ／
２だけ位相が遅れていると考えれば良い。そこで、位相
比較回路４により上記と同様にして両信号，間の位
相差を検出し、その出力信号をローパスフィルタ５を
通すことにより特性の改善されたＦＭ復調信号ＤＥＭを
得ることができる。
３段直列に接続すると、ＦＭ変調波信号ＦＭＩＦの中心
周波数ｆ0 では位相が略３×π／２だけ進む。ここでは
入力信号の周波数変化に対する角移相量変化の割合
（復調感度）はアクティブＨＰＦ２3 が１段の場合より
も大きくなっており、かつ中心周波数ｆ0 付近の復調の
リニアリティー及びダイナミックレンジも大幅に改善さ
れる。そして、この場合は中心周波数ｆ0 において、移
相された信号の２番目の信号が最初の信号よりπ／
２だけ位相が遅れていると考えれば良い。そこで、位相
比較回路４により上記と同様にして両信号，間の位
相差を検出し、その出力信号をローパスフィルタ５を
通すことにより特性の改善されたＦＭ復調信号ＤＥＭを
得ることができる。
【００３０】
【発明の効果】以上述べた如く本発明のクォドラチャ復
調回路は、上記構成であるので、全体として小型で、好
ましくは同一のＩＣ基板上に一体化形成できる上、復調
感度が大きく、かつダイナミックレンジを広く取れるク
ォドラチャ復調回路を提供できる。
調回路は、上記構成であるので、全体として小型で、好
ましくは同一のＩＣ基板上に一体化形成できる上、復調
感度が大きく、かつダイナミックレンジを広く取れるク
ォドラチャ復調回路を提供できる。
【図１】図１は本発明の原理的構成図である。
【図２】図２は第１実施例のクォドラチャ復調回路のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】図３は第１実施例のクォドラチャ復調回路の動
作タイミングチャートである。
作タイミングチャートである。
【図４】図４は第２実施例のクォドラチャ復調回路のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図５】図５は２次のアクティブＬＰＦのゲインと位相
の周波数特性を示す図である。
の周波数特性を示す図である。
【図６】図６は第３実施例のクォドラチャ復調回路のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図７】図７は第３実施例のクォドラチャ復調回路の動
作タイミングチャートである。
作タイミングチャートである。
【図８】図８は従来のクォドラチャ復調回路を説明する
図である。
図である。
【図９】図９は従来のクォドラチャ復調回路の動作タイ
ミングチャートである。
ミングチャートである。
１，３ リミッタアンプ ２ 移相回路 ４ 位相比較回路 ５ ローパスフィルタ
Claims (3)
- 【請求項１】 ＦＭ変調波信号を周波数に比例した信号
に復調するためのクォドラチャ復調回路において、 入力のＦＭ変調波信号を移相する移相回路（２）であっ
て、抵抗とコンデンサ素子又は抵抗とコンデンサと能動
素子とから成る２次のローパスフィルタ回路を奇数段直
列に接続したものと、 前記ＦＭ変調波信号と移相回路（２）の出力信号の位相
を比較する位相比較回路（４）とを備え、 移相回路（２）の移相量をＦＭ変調波信号の中心周波数
で−ｎ×π／２（但し、ｎは奇数）となるように構成し
たことを特徴とするクォドラチャ復調回路。 - 【請求項２】 ＦＭ変調波信号を周波数に比例した信号
に復調するためのクォドラチャ復調回路において、 入力のＦＭ変調波信号を非線形増幅するリミッタアンプ
（１）と、 リミッタアンプ（１）の出力信号を移相する移相回路
（２）であって、抵抗とコンデンサと能動素子とから成
る位相直線型の２次のベッセル型ハイパスフィルタ回路
を奇数段直列に接続したものと、 前記ＦＭ変調波信号と移相回路（２）の出力信号の位相
を比較する位相比較回路（４）とを備え、 移相回路（２）の移相量をＦＭ変調波信号の中心周波数
でｎ×π／２（但し、ｎは奇数）となるように構成した
ことを特徴とするクォドラチャ復調回路。 - 【請求項３】 移相回路（２）を他の構成回路と共に同
一のＩＣ基板上に集積形成して成ることを特徴とする請
求項１又は２のクォドラチャ復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11155293A JPH06326519A (ja) | 1993-05-13 | 1993-05-13 | クォドラチャ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11155293A JPH06326519A (ja) | 1993-05-13 | 1993-05-13 | クォドラチャ復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06326519A true JPH06326519A (ja) | 1994-11-25 |
Family
ID=14564288
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11155293A Withdrawn JPH06326519A (ja) | 1993-05-13 | 1993-05-13 | クォドラチャ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06326519A (ja) |
-
1993
- 1993-05-13 JP JP11155293A patent/JPH06326519A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000801 |