JPH04154309A - 位相追尾型ｆｍ復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＦＭ負帰還形式のＦＭ復調回路に係り、特に、
ＦＭスレシホールドレベルの改善にＩ！に適な位相追尾
型ＦＭ復調回路に関する。

〔技術的背景〕

ＦＭ負帰還形式のＦＭｆｉ調回路上回路、ＦＭ復調器と
その前段に設けたヘテロダイン回路の電圧制御発振器の
発振周波数を、ＦＭ￥ｉ調信号でフィードバック制御す
ることにより、中間周波の帯域幅を狭くしてＦＭ復関す
るＦＭ負帰還（負饋還）方式や、ＰＬＬ　（位相同期ル
ープ）によるＦＭ復調回路が知られている。また、その
他例えば本出願人になる特公昭５６−４７７２２号に開
示、記載された被角度変調波信号の復調方式や、特公昭
６２−８９６２号に紹介された“位相追尾ループによる
ＦＭ１３ｊ調回路”等があり、電圧制御発振器を使用し
ないＦＭ負帰還形式のＦＭｆｉ調回路上回路知られてい
る。

これらの基本となっているのはＰ　Ｔ　Ｌ　（Ｐｈａｓ
ｅＴｒａＣｋｒｎＱ　ｔｏｏｐ）復調方式で、これは位
相追尾ループで構成されるＦＭｆｆｉｔｌＭ式であり、
本出願人倫社のオリジナル技術である。今までに、ＰＴ
Ｌａ調方式によるディスクリート４チヤンネル（いｔゆ
るＣＤ−４’）レコード再生用デイモジュレータの開発
や、ＰＴＬ−ＦＭチューナを数機種商品化した実績を持
ち、高感度、高選択度のＦＭチューナとして国内外で好
評を博し、関連の学会でも高い評価を得ている。

具体的には、ＦＭ復調部の入力部に狭帯域な帯域通過特
性を持つトラッキングフィルタを設け、このフィルタの
入力信号と出力信号とを位相比較し、その誤差出力（復
調出力）をトラッキングフィルタに供給して、このフィ
ルタの同調周波数をＦＭ信号の瞬時周波数に追尾させる
。これによりトラッキングフィルタでは一種の逆変調作
用を伴い乍ら、トラッキングフィルタの入力ＦＭ信号と
逆変調の被ったフィルタ出力とを位相比較してＦＭ変調
を行なうという、−巡のフィードバック制御からなるＦ
Ｍ変調法がある。

ＰＴＬｔ［方式のオリジナリテイ−は、発信部を持たな
いＦＭ負帰還によるＦＭ復復波技術あり、次のような様
々な優れた特長を持っている。

■基本的な特長の他に、応用に有った特長を引出せる。

■従来のＦＭｊｊ帰遠方式やＰＬＬ復調と同様にＦＭス
レシホールドレベルが改善できる。

■ＡＣ帰還よりもＤＣ帰還の利得が大きいので、ループ
内の回路部品の温度特性、経時変化特性等が抑えられる
。

■負帰還作用により、復調における直線性（微分利得）
が改善され、低歪率な復調が行なえる。

■過変調時にＰＬＬｆｆＬ調に見られる過変間ノイズ（
折返しノイズ）は生じない。

■発振回路を持たないため、従来のＦＭＭ帰還方式やＰ
ＬＬ復調に見られる発振成分の入力部への戻り問題（感
度低下を来たす）や他回路への干渉問題は原理的に生じ
ない。

■回路構成が比較的簡単なのでコストが易く、民生機器
や業務機器等幅広い応用が可能である。

〔従来の技術〕

ＰＴＬ復翻の基本原理について説明する。ここでは、コ
ードレス電話への応用に適するバイパス型トラッキング
フィルタを用いたＰＴＬ回路を例に挙げて動作説明をす
る。

第４図は従来のＰＴＬ復調回路の代表例であり、図中の
５はトラッキングフィルタ（追尾フィルタ）７はリミタ
、９はＬＰＦ　（低域濾波器）、１６は直流増幅器、１
８は±９０度型の位相比較器である。第５図に追尾フィ
ルタ５のみを取出して示す。

可変容量コンデンサＣｘは復調出力ｆ（ｔ）で時間と共
に容量が変化するとすれば、 Ｃχ＝Ｃｏ＋ＡＣＨｆ（ｔ）・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（１）（但し、ＡＣ：可変容量コン
デンサｃｘの感度）で表わすことができる。

ここで、ｆ（ｔ）−〇のときの静止伝達関数Ｔ（声）は
、Ｔ（ｊｌｌＪ）　＝Ｃ／　（Ｃ＋Ｃｘ）Ｘ　（声）’
÷［（ｊ（ｉＪ）’　＋　ｊ（ＩＪ／　（（Ｃ＋　ＣＸ
）　Ｒ）＋１／（Ｌ　（Ｃ＋Ｃｘ）月 ”　Ｇｏ（ｊ”Ｊ）’／　（（、ＪＬＩＪ）’十ωｏ（
Ｐ）　／　Ｑ　＋　（ＩＬ）　Ｇ’　）　−（２）と表
わすことができる。従って、上式より、Ｑ＝ω。（Ｃ＋
Ｃｘ）Ｒ ＝Ｒｔ　Ｌ　（Ｃ＋ＣｘＮ　”／　Ｌ・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・（３）Ｇ　ｏ　＝　Ｃ／　
（Ｃ＋　Ｃｘ）　　　　　・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（４）ωｏ　＝　＜Ｌ、　（Ｃ十Ｃｘ
））→　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・（５）Ｈ−（Ｃ＋−Ｃｘ）Ｒ／　ＣＸ　（［Ｃ＋Ｃｘ
）／　Ｌ　）　’・・（６）（但し、Ｒ：ダンプ抵抗Ｒ
１の抵抗値）となる。

第６図にこの周波数特性（曲線（１’）　ｌと位相特性
（曲線幅））を示す。

ここで、復調出力をトラッキングフィルタ５に供給して
、このフィルタ５の振舞いを調べてみる。

つまり、第（１）式を第０式に代入し、求めるトラッキ
ングフィルタの伝達関数Ｔ（ｊｗ　、　ｔ　）を計算す
ると、Ｔ（ｊＬＩＪ、ｔ）　＝　（Ｐ）’Ｘ　［（Ｃｏ
＋　ｈ　ＣＪ（ｔ）＋Ｃ）（ｊｃｕ）’÷Ｃ＋　（ｊｌ
ｌＩ）／ＲＣ＋１／ＬＣ］−’・・・・・・（７）とな
る、ここで、ｆ（ｔ）＝Ｏのときのトラッキングフィル
タ５の共振周波数はＦＭ信号のキャリア周波数と等しく
ωＣであるとし、従って、ωｃ　＝　（Ｌ　（Ｃ＋Ｃｏ
））→　・・・・・・・・・・・・・・・（８）とすれ
ば、トラッキングフィルタ５の伝達間数Ｔ（ｊｃｕ　、
　ｔ　）は次のようになる。

丁（声、ｔ）　　＝　　［Ａ（Ｊ（ｔ）／ＣＪ　（Ｌ　
（Ｃ十Ｃｏ））　”／　ＲＣ］−”−（９）トラッキン
グフィルタ５に、無変調キャリアＣｎｔ＋（ｔ）を供給
して動作を解析すると、Ｃｒｒｍ（ｊ）　＝ｅｘｐ（Ｊ
ωｃｔ）　　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・（１０）なので、トラッキングフィルタ出力Ｃ□
′（ｔ）は、第０式より Ｃ正’（ｔ）＝　１３Ｘｌ）［Ｊ（（＋ｌ）　ｃｔ　＋
　’１　Ｋ−１ａｎ−’　（Ａ　ＣＸＲｆ（ｔ）／ｆ口
Ｔで７でゴ））Ｊ・・・・・・・・・（１１）となる、
即ち、無変調キャリアｃ　ｒｒｒ、　（ｔ）はｔａｎ−
’［４ＣＲｆ（ｔ）（Ｌ　（Ｃ十Ｃｏ）１１１分の量の
逆変調を被ることを意味する。

次に、ＰＴＬの基本構成における動作を解析する。ＦＭ
信号ｃ　Ｂ）は次のように表わせる。

Ｃ（ｔ）　＝ｅｘｐ［ｊ（ωｃｔ＋　ｆ”ｔｔ　（λ）
ｄλｌ　・−・−（１２）また、ｆ（ｔ）＝Ｏにおいて
、トラッキングフィルタ５及びリミタ７を経たＦＭ信号
Ｃ０（ｔ）は、次のようになる。

Ｃｏ（ｔ）＝　ｅＸｐ［Ｊ（ωｃｔ　＋　ｆ”ｔｔ　（
λ）ｄλ−τμ（１）＋π／２）］・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（１３）但し、τニドラッキングフ
ィルタの群遅延μ（ｔ）：変調信号 即ちこれは、従来のクオドラチュア復調における移相回
路とリミタ７を通った信号そのものである。なお、第０
３）式では変調信号μ（１）はキャリア角周波数ωＣに
比べて十分率さな周波数偏移を与えるという条件を考慮
している０群遅延τは、Ｃｏ＞ａｃの条件を付与すると
、 τ→２Ｃｏ　Ｒ・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・（１４）となる０以上の第Ｏｆ）、０３）、（ロ
）式から、トラッキングフィルタ５とリミタ７を経たＦ
Ｍ信号ｃ’（ｔ）は、Ｃ’（ｔ）＝Ｊ　ｅＸｔ）［ｊ（
ωｃｔ　＋　／′″μ（λ）ｄλ−２Ｃｏ　Ｒμ（ｔ）
　　ａｃＲｊ（ｔ）÷Ｅ「了て７てゴ）］・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・（１５）となる、ただ
し、　ｔａｎ−’　［ＡｃＲｆ（ｔ）　（Ｌ　（Ｃ＋Ｃ
ｏｄ’］は十分率さな値なので、 ｊａｎ−’　（ａｃＲｆ（ｔ）　（Ｌ　（Ｃ＋Ｃｏ））
　’］”ｑ　ａ　ＣＲｆ（ｔ）　（Ｌ　（Ｃ＋　Ｃｏ）
　ｌ→としている。従って、ＦＭ信号ｃ　（Ｂとトラッ
キングフィルタ５の出力信号ｃ’（ｔ）との位相比較に
より、誤差出力信号Ｅｒ（ｔ）が得られる。

Ｅｒ（ｔ）＝−ｓｉｎ［２ｃｇ　Ｒμｆｔ）　＋ａｃＲ
ｆ（ｔ）ｘ　（Ｌ　（Ｃ十Ｃｏ）ｌ　’］・・・・・・
・・・・・・・・・（１６）この第０６）式において、
Ｃ＋Ｃ０ＬｆＣＯであり、正弦間数の［］内は値が十分
率さいので、誤差出力信号Ｅｒ（ｔ）は、 Ｅｒ（ｔ）　”’？　　（２Ｃｇ　Ｒ）ｔ　（ｔ）＋　
ａ　ＣＲｆ（ｔ）　（Ｌ　Ｃｏ）’　ｌ−−（１７）と
しても差支えない。

以上の考察により、復調の弐ｊ（Ｓ）は、ｆ（ｓ）＝　
Ｇ　ｆｓ）・Ｅｒ（ｓ）・Ａ＝−ＡＧ（Ｓ）（２Ｃｏ　
Ｒμ（Ｓ） ＋ＡＣＲｆ（Ｓ）　（ＬＣｏ）→） ２　Ｃｏ　ＲＡ　Ｇ　（Ｓ）・μ（Ｓ）　　　、、、、
、、、　（Ｈ３）１＋ａＣＲＡＧ（ｓ）（ＬＣｏ）→ （但し、Ａ：ループ利得）と表わすことができる。

ループフィルタＧ　（ｓ）は、一般に１次のＬＰＦを用
いる。即ち、 Ｇ（Ｓ）＝（ｓ＋ωＬ　）−１・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（１９）従って、復調の式ｆ（Ｓ）は、 となり、第７図に示すような、１次のＬＰＦ特性となる
。

以上の解析結果から、ＰＴＬ復調における基本的性質は
、以下のように整理される。

■復調利得はループ利ＩＡに比例する。

■復調利得は群遅延時間（＝１／ｂａｎｄ幅）に比例す
る。

■復調帯域幅はループ利得Ａ及び／又はダンプ抵抗Ｒが
大きいほど広くなる。

■復調帯域幅は電圧制御可変容量（可変容量コンデンサ
）の感度、！ＩＣが大きいほど広くなる。

〔本発明が解決しようとする課題〕

従来の位相追尾型ＦＭ復調回路を、第４図等と共に説明
してきたが、かかる従来回路より更に簡略な回路を実現
するためには、追尾フィルタを更に簡易な構成で実現さ
せなければならない、また、伝送ＦＭ信号の伝送ロスを
更に少なくしないと、高性能化の実現は困難である。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、ＦＭｆｆＥ調信号により同調周波数を変化さ
せ乍ら入力ＦＭ信号の瞬時周波数に追尾する追尾フィル
タを設け、この追尾フィルタの入力信号と出力信号とを
位相比較器の夫々一方及び他方の入力端子より供給して
位相比較し、この位相比較器にて得られた誤差信号（Ｆ
　Ｍｆｆｌｒｌ信号）を上記追尾フィルタにフィードバ
ックして制御してなる位相追尾によるＦＭ復調回路にお
いて、上記追尾フィルタとして、基本的に１つのインダ
クタと１つのバラクタを用いた低域濾波器若しくは高域
ｒ波器で構成されるＬＣフィルタを使用することにより
、上記課題を解消した。

〔実施例〕

本発明の位相追尾型ＦＭ復調回路の第１実施例について
、第１図の回路構成図及び第８図の特性図等を併せ参照
しながら説明する。第１図において、１２．１４は緩衝
増幅器（バッファアンプ）、１３．１５は振幅制限増幅
器、１６は直流増幅器、１８は±９０度型の位相比較器
（乗算器）である。

また、Ｃ１はコンデンサ、Ｌｌはインダクタ、ＣＤは電
圧ｆｉｌＪｌｌ可変容量ダイオード（バラクタ、を圧制
御可変コンデンサ）、Ｒ１は抵抗であり、これらを図示
の如く接続することにより追尾フィルタ２１が構成され
ている。この追尾フィルタ２１の等便口路を第２図に示
す。

第１図の構成において、入力端子ｂｔよりの入力ＦＭ信
号Ｃ（ｔ）は、緩衝増幅器１２を介して振幅制限増幅器
１３に供給されると共に、位相比較器１８、追尾フィル
タ２１を構成するコンデンサＣ１を介して電圧制御可変
容量ダイオードＣＤに供給される。ここで、追尾フィル
タ２１を構成している電圧制御可変容量ダイオードＣＤ
の容量をＣＸ、インダクタＬ１のインダクタンスをし、
抵抗Ｒ。

の抵抗値をＲとし、増幅器１２の出力抵抗をほぼ零［Ω
］、増幅器１４の入力抵抗をほぼ無限大とすると、追尾
フィルタ２１の静止時の伝達関数Ｔ（ｊｗ）は、 Ｔ（ｊ（２））＝（ｊ（２））’Ｘ（Ｔ声）’＋ｊＬ＆
Ｉ／ＲＣｘ＋１／ＬＣｘ）−’　　　　・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（２１）と表わすことができる
。従って、上式よりＧｏ　＝１．　　　ωｏ　＝　（Ｌ
Ｃｘ）→Ｑ＝Ｒ（Ｃχ／Ｌ）寺 となり、その周波数特性と位相特性は第８図に夫々曲線
Ｇ及び曲線Ｔで示すようになる。この図から判るように
、共振角周波数ω０は容量ＣＸとインダクタンスＬとで
決まり、共振点における位相は９０°となる。

追尾フィルタ２１を通過したＦＭ信号は、緩衝増幅器１
４と振幅制限増幅器１５を経て位相比較器１８に供給さ
れ、振幅制限増幅器１３より出力されるＦＭ信号との位
相比較が行なわれて、その位相差に比例した誤差信号（
ＦＭｆ３ｊ調信号）が得られる。ｅられな誤差信号は、
増幅器１６を介して出力端子軸から出力されると共に、
抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１より成るカップリング回路を
兼用するループフィルタ２３を介して、電圧制御可変容
量ダイオードＣＤ（追尾フィルタ２１）に供給され、−
巡するフィードバック制御動作によるＦＭ復調が行なわ
れるわけである。

この追尾フィルタ２１は、回路構成が比較的簡単なこと
や、共振点での伝送利得が大きい等の特長を持っている
が、その反面、増幅器１２の出力抵抗がある程度以上小
さくないと、フィルタ回路のＱが低下してしまうので、
増幅器１２の出力抵抗が低いことが、追尾フィルタ２１
の性能確保の条件となる。

第３図は、増幅器１２の出力抵抗Ｒ，が存在するときの
等便口路である。この図の追尾フィルタにおける伝達関
数Ｔ（ｊｗ　）は、第（２２）式に示すようなものとな
り、同調角周波数ω０及びＱは夫々第（２３）式、第（
２４）式に示すようなものとなる。

Ｔ（ｊＬＩＪ）　＝Ｒ（Ｐ）’／　（Ｒ＋Ｒｏ）ｘ　［
（ｊ”）’＋ｊ（ａｌ　　（Ｌ　　十　Ｃｘ　　ＲＲｏ
）／　　（Ｌ　　ＣＸ（ＲＯ＋Ｒ））十Ｒ／　（ＬＣＸ
（ＲＯ”Ｒ）月−’　　　−・−・−・・−・（２２）
ωｏ＝（ＬＣｘ）　　（Ｒ／（Ｒｏ＋Ｒ））”−”１２
３）Ｑ＝Ｒ”Ｃｘ　Ｌ　（Ｒｏ＋Ｒ）　／　［（Ｃｘ　
ＬＸ（Ｒｏ＋Ｒ））’　　（Ｃｘ　　ＲＲｏ”　　Ｌ　
　）ｉ”−−（２４）ここで、ＲＱ＜＜Ｒ，すなわち、
（Ｒ／（Ｒｏ＋Ｒ））”→１とすれば、ω０及びＱは夫
々次のようになる。

ωＯ＝　（Ｌ　Ｃｘ）’　　　　　　−−−−−１００
，５６９０５，（２５）Ｑ＝　（ＬＣｘ）”　（Ｒｏ＋
Ｒ） ÷　（Ｃ，ＲＲｏ十　Ｌ）　　　　　　　　　・・・・
・・・・・・・・・・・　（２６）−例として、Ｃ＝２
１０１）Ｆ、　　Ｌ＝　　５６０μＨ，Ｒ＝ＩＭΩとす
れば、Ｑ≧１５０とするには増幅器１２の出力抵抗ＲＯ
を１０Ω以下とする必要がある。

ところで、追尾フィルタ２１としては、前記構成に限定
される必要はなく、例えば第９図に示すように、インダ
クタＬ、と電圧制御可変容量ダイオードＣＤとを入れ替
えて、ローパス（低域ろ波）型の追尾フィルタを構成し
、これを用いて位相追尾型ＦＭ復調回路（２）を構成す
ることらできる。

なお、この図に於いて、第１図の各構成と同一構成要素
には同一符号を付して、その詳細な動作説明は省略する
０、ｔな、以上の説明においては、位相比較器１８を±
９０度（＋π）位相型としたが、これに限定されるもの
でもない。

〔効　果〕

叙上の如く、本発明の位相追尾型ＦＭ復調回路によれば
、追尾フィルタやループフィルタの構成を簡略化でき、
位相追尾型ＦＭｆｆｌ調回路の構成を簡素化できる。又
、伝送利得がＲ（Ｃｘ／Ｌ）”で定まるので、追尾フィ
ルタを構成する抵抗Ｒの抵抗値に比例する大きな利得と
なり、従って次段の振幅制限増幅器の利得をさほど大き
くする必要がなく、これによってもＦＭ復調回路をより
簡潔に構成できるという優れた特長を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第９図は本発明の位相追尾型ＦＭ復調回路の
夫々第１．第２実施例のブロック構成図、第２図及び第
３図は本発明回路を構成する追尾フィルタの等便口略図
、第４図は従来回路のブロック図、第５図は従来のＰＴ
Ｌ復調回路を構成するトラッキングフィルタの回路図、
第６図は第５図のトラッキングフィルタの周波数特性及
び位相特性を示す動作特性図、第７図は従来回路を構成
するループフィルタの周波数特性図、第８図は第２図の
追尾フィルタ（等便口路）の周波数特性及び位相特性を
示す動作特性図である。 １．２・・・位相追尾型ＦＭ復調回路、１２〜１６・・
・増幅器、２１・・・追尾フィルタ、２３・・・ループ
フィルタ（カップリング回ｆ！＠）、ｃ　Ｉ、　ｃ　２
・・・コンデンサ、 ＣＤ・・・バラクタ（電圧制御可変容量ダイオード）、
Ｌｌ・・・インダクタ、ＲＯ〜Ｒ２・・・抵抗。 特許出願人　　日本ビクター株式会社 代表者　　坊上　卓部

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）ＦＭ復調信号により同調周波数を変化させ乍ら入
   力ＦＭ信号の瞬時周波数に追尾する追尾フィルタを設け
   、該追尾フィルタの入力信号と出力信号とを位相比較器
   の夫々一方及び他方の入力端子より供給して位相比較し
   、該位相比較器にて得られた誤差信号（ＦＭ復調信号）
   を上記追尾フィルタにフィードバックして制御してなる
   位相追尾によるＦＭ復調回路において、 上記追尾フィルタとして、基本的に１つのインダクタと
   １つのバラクタを用いた低域濾波器若しくは高域濾波器
   で構成されるＬＣフィルタを使用して構成したことを特
   徴とする位相追尾型ＦＭ復調回路。
2. （２）追尾フィルタに供給するＦＭ復調信号を、該追尾
   フィルタの入力側のカップリング回路と兼用して構成さ
   れるループフィルタを介して供給するよう構成した、請
   求項（１）記載の位相追尾型ＦＭ復調回路。