JPH0241014A - 無限インパルス応答フィルタ、信号生成方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、モデムに関し、特に位相ジッタを修正するよ
うなモデムに用いられる適用型無限インパルス応答フィ
ルタに関する。

［従来技術の説明コ 搬送波再生システムは、位相ジッタのような様々な信号
障害を修正する直交位相変調（ＱＡＭ）モデムに不可欠
なものである。この位相ジッタは典型的には、シヌソイ
ドの組としてモデル化され、その原因は、主に電力線高
調波と呼び出し電圧（ｒｉｎｇｉｎｇ　ｖｏｌｔａｇｅ
）である。位相ジッタを修正するのに用いられている適
用型の技術には、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィル
タ構造がある。モデムにおいて位相ジッダを修正するよ
う構成されたＦＩＲフィルタ構造は、米国特許第４３２
０５２８号（１９８２年３月１６日発行、発明者：Ｒ，
Ｄ、ギルトン）に開示されている。不都合な事に、ＦＩ
Ｒフィルタ構造は、問題の周波数で収束するのが遅く、
受信信号中にそれが存在するときに位相ジッタを減衰さ
せることができない。

（発明の概要） 受信信号内に存在する位相ジッタを減衰させるために、
無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ構造は、複素共
役極の角度変位（所定の角度から出発した）を、フィル
タがジッタの位相上で収束するまで、修正する。その後
、この複素共役極の半径は、１未満の所定出発値から１
未満の第２所定値に増加させて、フィルタのゲインを増
加させ、実質的に位相ジッタのレベルを減衰させる。

（実施例の説明） モデムの伝送部分（図示せず）において、伝送情報を表
わすディジタルビットは、ディジタル装置例えば、２８
のグループのターミナルから受信される。このビットは
、その後、８次元信号点すなわちシンボルに格子符号化
される。各シンボルは、その後、伝送装置（例えば、公
衆回線あるいは、加入者回線）を介して、４個の二次元
直交搬送波パルスとして、Ｔ　−１／２７４２．８５７
１秒の４連続ボ一間隔で伝送される。望ましいことは、
各シンボルすなわち信号は、損傷を受けずに、目的地に
到着することである。しかし、そのことは、あまり一般
的には可能ではない。事実、公衆回線あるいは、加入者
回線を介して、伝送される信号は、種々のＩＲ傷にさら
される（これらはキャリアエラーθ（ｎ）として総称さ
れる）。

特にキャリアエラーθ（ｎ）は、３つの主要成分（周波
数オフセット、位相オフセット、位相ジッタ）が含まれ
る。簡略すれば、周波数オフセットとは、信号が、チャ
ネルキャリアシステムを介して伝搬するにつれてタンデ
ムモデュレーション（変調）と、ディモデュレーション
（復調）を受けて、信号に付与されるシフトである。位
相オフセットとは、モデム伝送搬送波と受信搬送波間の
位相差である。位相ジッタ（この損傷は、本発明が直接
関係する）は電力高調波と呼び出し電圧に起因するもの
である。このキャリアエラーは、以下の数式で表わせる
。

θ（ｎ）−ω。ｎＴ＋ΣαＨｓｉｎｃ１．Ｉ、Ｔ＋θ。

　　　（１）ここでω０は周波数オフセットの量、αｊ
は正弦波位相ジッタの振幅、ω、は位相ジッタの周波数
、Ｊは位相ジッタの成分の数、θ。は定位相オフセット
である。キャリアエラーのより詳細な説明は、以下のよ
うに、現在のノイズ成分μ（ｎ）を考慮に入れなければ
ならない。

θ’（ｎ）−θ（ｎ）十μ（ｎ）　　　　（２）前記の
事を念頭において、第１図について、説明する。この第
１図には、音声帯域モデムに用いられるのに適した受信
器１００が図示されている。伝送信号は、音声級電話線
を介して伝搬し、前記の損傷にさらされた後に、反エイ
リアシング（ａｎｔｌ−ａｌｉａｓｌｎｇ）フィルタの
入力に接続するリード４上に信号ｒ　（ｔ）として受信
器１００で受信される。

このフィルタ５は、ローパスフィルタで、４０００ｋＨ
ｚ以上の周波数で、信号中のエネルギを除去し、フィル
タ濾過された信号をリード６に供給する。

この受信器１００は、さらにマスククロック・タイミン
グ再生回路２５を含み、Ｔ秒ごとに、４０９６個のマス
タクロックパルスを生成し、これらのパルスからタイミ
ング信号を出力リード線に生成して、受信器内の種々の
信号処理機能のシーケンスを制御する。出力リード２６
は、タイミングパルスをＡ／Ｄコンバータ１０に与え、
これにより、Ａ／ＤコンバータｌＯが毎秒４／Ｔサンプ
ルの速度で、受信信号のバスバンドサンプルＸ　（ｎ）
を形成する。このバスバンドサンプルは、リード１１を
介してヒルベルトフィルタ１５に送られる。各ボー間隔
の間、ヒルベルトフィルタ１５はリード３６上にディジ
タルｆ　Ａ　　を 変換対Ｘ　　／Ｘ　　、Ｘ　　／Ｘ　　を生成し、ディ
ジｎｎｎ タル変換を行なう。

このヒルベルト変換対は、リード１６を介して、従来設
計の（部分的に分離された）等飯器２０に送られる。等
飯器２０からリード２１に出力された信号は、ボー間隔
毎に１回生成されて、バスバンド等飯器２　の実部２　
と虚部２　になる。　パスμｎ　　　　　　　　　ｎ　
　　　　　　　　ｎンド等飯器出力Ｚ　のこれらの成分
は、ディモデユレータ３０に送られる。このディモデュ
レータ３０してリード３１に複素ベースバンド信号Ｙｎ
を生成し、この信号は、周波数オフセット、位相オフセ
ットの為に、補正される。ここで、θ■は、位相予測計
算機と位相ロックループ回路４５により生成された周波
数オフセットと位相オフセット用の搬送波位相修正予測
値である。回路４５に含まれる位相予測計算器は、ディ
モデュレータ３０の出力と、スライサー４０の出力間の
位相エラーを予測し、この予測値を位相ロックループ回
路（例えば、狭バンドローパスフィルタ）に流し、モし
てθｌをリード４６に出力する。搬送波源５ｏは、既知
のディモデュレーション角を生成しくここでは、ω　ｍ
Ｔ）、θ１をその角度に加えて、その結果をリード５１
に出力する。搬送波源５０と、ディモデュレータ３ｏと
の間に挿入された５ｉｎ−ｃｏｓ計算器（図示せず）は
、得られた角度の５ｉｎ−ｃｏｓ値をディモデュレータ
３０に伝送する。

信号Ｙｎは、虚部ｙｎと実部ｙｎを有し、これらは、位
相オフセットと周波数オフセットの損傷はないが、位相
ジッタによる損傷は含んでいる。

Ｙｎのこれらの成分は、リード３１を介して、第２デイ
モデユレータ３５に与えられ、リード８Ｂ上の５ｉｎ−
ｃｏｓ計算器８５から５ｉｎ（θ２）、ｃ。

Ｓ（θ２）の値を受信し、リード３６上に複素信号Ｄｎ
を生成し、この信号が位相ジッタ用に修正される。ここ
で、θ２は、適用線強調（ＡｄａｐｔｉｖｅＬ　ｉｎｅ
　Ｅ　ｎｈａｎｅｅＩｌｅｎｔ）回路（ＡＬＥ）Ｉ　Ｉ
Ｒフィルタ７０により生成される位相ジッタの位相角予
測値（これは、本発明の目的であるが）で、位相予測計
算器５５と共同で動作する。

位相予測計算器５５は、リード５６にジッタの位相予測
ψを生成しくもしあれば）、その位相予測ψはディモデ
ュレータ３５により出力される信号（ｄ／ｄ　　）と、
スライサー４０により出力される信ｎ　　　　　ｎ 号（ａ　　／４　　）によって決定される。マルティｎ
　　　　　ｎ プライヤ（掛算器）９０は、スケールファクタ（換算係
数）Ｓｌと位相予測ψを掛算し、その結果をリード９１
に出力する。この位相予測ψは、起り得るオーバーフロ
ー条件がＡＬＥＩＩＲフィルタ７０で生成するのを阻止
するよう、換算される。このフィルタ７０は、リード６
１と加算器６０を介して、換算値を受信し、以下に説明
するようにそこで収束する時に、リード７１に位相ジッ
タの角度（θ２）を供給する。５ｉｎ−ｃｏｓ計算器８
５は、角度θ２をそれぞれＣＯＳ値、ｓｉｎ値に変換し
、それらをリード８６を介して、ディモデュレータ３５
に供給する。（ここでＡＬＥＩＩＲフィルタ７０は、以
下ＡＬＥ７Ｑと称する。） 特に、モデム受信器１００がライン４を介して、モデム
の送信部に結合されているときには、適用型ＡＬＥフィ
ルタ７０は、その複素共役極の角度変位（ω０）を−例
えば、ＯＨｚに−、そして例えば（０，７８２５）１／
２等しい単位円内に半径に（第２図の極−ゼロプロット
に示される点ａによって表わされる）設定することによ
り、始動する。モデムの技術分野において公知のように
、２個のモデムが互いに結合されていると、それらは、
立ちあがりモードに入り、そこでそれらは、既知のシン
ボルの所定のシーケンスを交換する。遠端モデム伝送器
から受信した各シンボルにとって、位相予測計算器５５
は、シンボル内に含まれるジッタ成分の位相予測値を計
算し、その予測値をＡＬＥ７０に伝送する。位相予測値
とθ２の前の値に基づいて、ＡＬＥ７０は、適用型計算
式（以下に述べる）により、ジッタの位相角ω。の方向
に複素共役極の角度変位を調節する（第２図参照）。複
素共役極の角度変位は、位相予測計算器５５からのＮ個
の予測値の受信内で、位相角度ω。に収束する（Ｎは例
えば、１０００である）。この時点におい、複素゛共役
極は、第２図のａ′、ａ“とじて表わされる。前記の角
度変位がω０で収束すると、リード７１に出力されるθ
２の値は、ジッタの位相角度の値に極めて近い。

この点で、ＡＬＥ７０は、本発明によれば、単位円内で
複素共役極の半径を増加させる（例えば、０．９８２５
”’　）。これは、ゲインすなわちＡＬＥ７０のＱを増
加させる（このことは、点すとｂ′によって表わされる
）。ＡＬＥ７０は、換算係数８１を減らして、ゲインの
増加に対応し、他のパラメータを変化させて、それを適
用プロセスの残りのステップの間、ジッタの位相角にそ
れ自身を正確に合わせる。このことは、以下に詳述する
。

第１図にもどって、ＡＬＥ７０が、θ２の値を位相ジッ
タの位相角に合わせると、ディモデュレータ３５からリ
ード３６に出力された複素信号Ｄｎには位相ジッダは殆
どない。したがって、位相予測計算器５５によりその後
出力された位相予測値は、はぼ０である。その結果、Ａ
ＬＥ７０は、同調が外れて、それにより、θ２の値が位
相ジッタの位相角からずれることになる。

この聞届を取り扱うために、本発明では、加算器°６０
には、ＡＬＥ７０の出力から入力にいくフィードバック
パスが備えられて、ＡＬＥ７０は、θ２の最終値にロッ
クされる。

引き続き第１図において、モデム受信器１００に関しさ
らに述べると、スライサ４０は、その出力すす）を出力
する。それらは、伝送される直交信号点が実際に存在し
たものについてのいわゆるソフトすなわち、「仮の」決
定である。しかし、この仮の決定は、この最終決定が等
飯器と搬送波再生に用いられるものであるというのに充
分に正確な手段である。（この最終決定は、リード４１
を介して、量子化信号を受信するいわゆるＶ　Ｉ　ＴＥ
ＲＢ■デコーダ（図示せず）によって生成される。）こ
のために、加算器Ｂ５は、その出カリードロ６上に、複
素ベースバンドエラー信号の実部と虚部を送出する。こ
の複素エラー信号は、ＡＬＥ７０と搬送波源５０によっ
て出力された信号の和とともに、その後リモデュレータ
８０によって、パスバンド内に再調整される。

リモデュレータ８０のリード８１への出力は、実部と虚
部（ｅ　とｅ　）とを有する複素パスバンドｎ　　　　
　ｎ エラー信号であり、それらは、等飯器２０に供給されて
、係数を更新する。

前述したように、位相ジッタは、入力電圧の基本周波数
によって起される。入力電圧の基本周波数すなわち８０
Ｈｚは位相ジッタの主原因である。

しかし、その周波数の第２高調波すなわち１２０Ｈ２は
、受信シンボルに現われる位相ジッタの実質的なレベル
となる。しかし、周波数は、必ずしも調和的に関係する
ものではない。

第１周波数の主要要素及び他の即ち第２周波数の第２次
要素を有する位相ジッタを取り扱うために、第２ＡＬＥ
ＩＩＲフィルタがＡＬＥＩＩＲフィルタ７０と並列に受
信器１００に追加される。実際理論的にはＮ個のＡＬＥ
ＩＩＲフィルタは、Ｎ個の成分を有する位相ジッタを取
り扱う為に、並列に配置されうる。

次に第３図において、そこには、受信器１００の一部が
示され、そこでＡＬＥＩＩＲフィルタ１１０と対応する
加算器１０５がそれに追加されて、位相ジッタの第２成
分を修正する。ＡＬＥＩＩＲフィルタ１１０と加算器１
０５が動作する方法は、ここでは、触れない。というの
は、その動作は、ＡＬＥＩＩＲフィルタ７０と加算器６
０と実質的に同じだからである。位相ジッタの二個の成
分を修正するために、他が動作している間、ＡＬＥＩＩ
Ｒフィルタ７０とｌｌＯの一つを阻止する必要がある。

これにより、両方のフィルタが位相ジッタの同一成分に
収束するのを阻止する。それゆえに、本発明では、フィ
ルタの一つ例えば、ＡＬＥＩ　ＩＲフィルタ１１０はそ
の動作が阻止されて、他のＡＬＥフィルタ７０が収束し
、ＡＬＥＩＩＲフィルタ１１０からの干渉なしに、位相
ジッタの主要成分を減衰させる。

その後、この阻止は、ＡＬＥＩ　ＩＲフィルタ１１Ｇか
ら除去されて、フィルタ１１０が収束し、位相ジッタの
第２成分を減衰させる。ＡＬＥＩＩＲフィルタ７０とＡ
ＬＥＩＩＲフィルタ１１０によってり一部７１と１１１
に出力された位相角θ２とθ３は、加算器１１５に入力
されて、その和を加算器７５の入力に接続されているリ
ード１１Ｂに出力する（第１図参照）。

以下に本発明の理論的考察をする。

特に、ＩＩＲフィルタ構造のモデル伝送関数を用いるよ
う選択されたＡＬＥ７０ＩのＩＩＲフィルタ構造の実行
については、次の論文に記載されている。

「適応型カスケード構造を用いた複数シヌソイドの検知
」　（アール、ニー、デビット、ニス、デースターン、
アール６　ジエイ、フオグラ−ＩＣＡＳＳＰ８３発行ペ
ージ２１．３．１−２１！、４　）それらは、以下の数
式で記述される。

ここで、ω（ｎ）は、単位円（第２図）の回りの複素共
役極の角度変位を選択する適用型パラメータで、「は固
定極半径で、その最小バンド幅条件は、１近くに選ばれ
る。第３式の２は、遅延関数である。２乗算格子フィル
タ構造は、第３式を実行するために選択される（第４図
参照）。この２＼ 乗算格子構造は、第４図に示され公知なのでここでは、
触れない。２乗算格子構造は、加算器４０１１４０４、
乗算器４０２．４０３、遅延要素４０５含む第１段を含
んでいることがわかれば十分である。乗算器４０２．４
０３に入力される信号は、反射係数に１の値によって、
換算される。第１段によって乗算器４０Ｂに出力される
信号は、タップ係数ｖ２の値によって換算される。この
フィルタの第２段は第１段と実質的に同じで、加算４０
７．４１０．乗算４０８．４０９゜遅延要素４１１を含
む。乗算４０８．４０９への入力信号は、反射係数ｋ。

の値によって換算される。同様に、第２段により乗算４
１２に出力される信号は、タップ係数ｖ１の値により換
算される。第３段すなわち最終段は、リード４１４を含
み、加算４０７により出力される信号を遅延要素４１１
と乗算器４１３に伝送する。乗算器４１３の信号は、タ
ップ係数Ｖ０によって、換算され、同様にこれは、前段
と同様である。乗算器４１３の信号は前段と同様にタッ
プ係数Ｖ。により換算される。乗算器４０６，４１２．
４１３による出力信号は、その後加算回路４１５によっ
て加算されて、θ２の値を生成する。

後述するように、前述の反射係数と、タップ係数の値は
、位相予測計算器５５からのラフな位相予測値の受信と
、θ２の新値を形成することによって更新される。この
更新された係数は、リード６１を介してＡＬＥ７０に入
力される次の信号をフィルタするのに用いられる。

直接標準型から２乗算格子型への変換を適用すると、反
射係数ｋ　とｋ　タップ係数Ｖ。、ｖｌ。

ｌ ｖ２の数式的表現は以下のようになる。

１ｘｒ２ （４ａ） ２・″πア （４ｂ） ｖ０＝ｒ２−ｋｏｖ＋　　　　　　（４ｃ）ｖｌ＝ｒ２
ｋｏ　　　　　　　　　（４ｄ）■２”＝１（４ｅ） このｋとＶの係数は、第３式から、以下の文献の変換手
続きを利用して、求められる。

「直交多項式フィルタ構造般用アルゴリズムの固定点実
行」　（著者ニジ−、ビー、マーケル、ニーエッチ５グ
レイ「音声と信号処理に関するＩＥＥＥ論文集Ｊ、ＡＳ
ＳＰ−２３巻　第５号　１９７５年１０月　４８６−４
９４ページ） ここでｒ２は既知なので、上記の数式中の実際す、（ｎ
）−ｋ。（ｎ）ｂｏ（ｎ）＋ｂｏ（ｎ−１）ｂ２（ｎ）
＝に４ａｌ（ｎ）＋ｂｌ（ｎ　　１）−ｒ２ａｌ（ｎ）
＋　ｂｌ（ｎ　１） ここで、φは加算器６０によりリード６１の出力される
デジタル信号値で、ｎ　＝１．２．３．・・・Ｎ従って
、以下の式になる。

の適応型変数はｋ。（これは単位円周囲の複素共役フィ
ルタ極角度位置に関係する）のみである。

これは、和回路４１５により出力されるデジタル信Ｍ４
図のノードａ１、ｂｏｌｂｌ、ｂ２でのシステムすなわ
ちノード数式は以下の数式で表せる。

２Ｌ、（ｎ）−φ（ｎ　１）　ｋｔｂｔ（ｎ　１）−φ
（ｎ−４）−ｒ２ｂ１（ｎ−１） とする）。

最小２乗平均（ＬＭＳ）式を用いて、位相予測計算器５
５により出力された値とＡＬＥ７０からり一部７１に更
に加算器６０（第１図）に出力されたデジタル信号θと
の差を最小にし、以下の数式でｋＯを更新する。

ｂｏ（ｎ）＝ａｔ（ｎ）　ｋｏ（ｎ）ｂｏ（ｎ’）ここ
で、 νは所定のステップサイズで、 すると、 ψ（ｎ）−〇（ｎ）十μ（ｎ）−０（ｎ）ここで、ｔ−
０，１＋Ｌ・・・ｎで、最終傾斜項は以下になる。

μ（ロ）は非相関ノイズ成分で、θ（ｎ）はｋｏの関数
で、それは以下の式で表せる。

第１２式を第１０式に代入すると、 以下の式になる。

Ｖｔの観点から第４式を書き換えると、になる。

ｖｏｍ　ｒ２−に０（ｎ）ｖｌ 以下の式 ％式％） 第４図に示される構成においては、繰り返し的であるの
で、傾斜項θ（ｎ）も繰り返す。中間傾斜その傾斜項は
以下に表わせる。

項を以下に定義する。

この傾斜項を第１５式に代入すると以下の結果が得られ
る。

表面を用いて、実験的に決定される。カーブａ。

ｂ、ｃ、ｄは以下の式から導き出され、そこでは、β２
はそれぞれれ、０．９Ｂ２５．０．８Ｂ２５．０．７Ｂ
２５．０゜６６２５に対応する。

この式は第５〜８式を用いて、β１を評価することによ
り、完全になる。

β。（ｎ）　−αｌ（”）−ｂｏ（”−１）−ｋｏ（ｎ
）β。（ｎ−１）（１９）βｔ（ｎ）　−ｂｏ（ｎ）＋
に０（ｎ）β。（ｎ）＋β。（ｎｌ）β２（ｎ）　ｍ　
ｒ’（ｋｌ（ｎ）＋β、（ｎｌ）二二で、α　（ｎ）−
ｒ”β　（ｎ−１）である。

ここで、第１９式は第１８式に代入され、その後、第１
３式に代入され、ｋｏの更新を完了する。

第５図から明らかなように、半径「の実際の値は、ＡＬ
ＥＩＩＲフィルタ７０用に構成された動作二二で、Ｅは
ψ（ｎ）の予測最小値で、Ｐはφ（ｎ）のＺ変換で、Ａ
は単一シヌソイドの振幅で、σは白色ノイズμの変数で
、町は第３式により与えられ、Φ（２）はφ（２）のＺ
変換である。更に、ω０はＳＮＲ（ｃｒ　　に関し）の
２０ｄＢの１２０Ｈｚμ に対応する。ｒ　　−０，９８２５とβ２−０．６６２
５でのバンド幅はＴ　−２４００シンボル／秒では１８
．８Ｈｚに、Ｔ　−２４００シンボル／秒では１６０Ｈ
ｚにそれぞれ対応する。　第５図から明らかなように、
ＡＬＥＩＩＲフィルタ７０の動作特性は最小値が１つし
かないので、単峰型である。しかし、ＡＬＥＩＩＲフィ
ルタ７０の収束は、傾斜の分析に基づいており、各カー
ブで異なった動きを示す。例えば、カーブａ　（β２　
＝　０．９６２５　）に沿ったにロー−１で始まるカー
ブは、意味のあるものではない。というのは、カーブａ
のｋｏ−−１の領域内におけるスロープは、はぼフラッ
トだからである。一方、カーブｃ　（β２−０．７６２
５）に沿った勾配は、意味のあるものである。というの
は、このカーブのスロープは、ｋ２−−１では急峻だか
らである。かくして、本発明によれば、ＡＬＥＩＩＲフ
ィルタ７０は、カーブｃ　（β２は０．７６２５にセッ
トされる。）は、ｋ　ｏ　＝−１でスタートするカーブ
にそった勾配を持ち、θ２の前の値と、位相誤差予測の
最新値に基づいたｋ。の値を繰り返して採用する。ＡＬ
ＥＩＩＲフィルタ７０はこれを、位相誤差予測値ψが最
小値に到達するまで、繰り返す。位相誤差予測値ψの最
小値は、カーブＣが、最小点すなわち、Ｅ点に到達した
時に得られる。その後ＡＬＥＩＩＲフィルタ７０は、そ
のゲインをすなわちＱを増加させ、カーブｒａＪにシフ
トし、すなわち、「２−０．９８２５に増加させる。

第４図には、様々な反射係数とタップ係数は、示されて
いないが、前記の数式に従って、旨く生成される。モデ
ムの技術分野の当業者ならば、そのような係数を生成す
るように設計された特定の回路を考案することができる
。より好ましいアプローチは、例えば、ＡＴ＆Ｔ社製の
ＤＳＰ−２０のようなデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ
）を用いることである。このＤＳＰ−２０については、
ベルシステムテクニカルジャーナル（１９８１年９月、
第６０巻第７号バート２、第１４３１−１４６２ページ
）の文献に開示されている。実際ＤＳＰ　（以下に説明
するようにプログラムされたもの）は、反射係数とタッ
プ係数を生成するのみならず、２個の掛算器格子構造（
第４図参照）を実行するものである。

このＤＳＰは、位相予測計算器５５．掛算器９０．加算
器８０により実行される機能を実行する。かくして、単
一のＤＳＰは第１図に示された４つの回路すなわち位相
予測計算器５５、掛算器９０、加算器ＢＯ１ＡＬＥＡＬ
ＥＩ　ＩＲフィルタ７０の代りに用いることができる。

次に第６図において、ＤＳＰで、本発明を実行するソフ
トウェアプログラムを示す。特に、このプログラムは、
モデム受信器１００が、遠端モデム伝送器に接続される
時、ブロック５００で始まる。

このプログラムは、次に、いわゆるスタートアップする
と、すなわち、シンボルがリード４を介して受信される
と、ブロック５０１に進む。ブロック５０１で、プログ
ラムは、（ａ）ｒ２は０．７６２５に、（ｂ）ユニット
ステップサイズυは、１／２に、（ｃ）換算係数Ｓ　は
、１／４に、（ｄ）ｋｏの初期値は、−１、にする。次
に二のプログラムは、ブロック５０２に進み、そこで、
ディモデュレータ３５により出力された信号と、スライ
サー４０により出力された信号間の位相誤差の予測値を
計算する。

このプログラムは、以下の数式を用いてこれを実行する
。

ψ（ｎ）　”　ｄ＋　’ａ−’ａｄｒｓ　　　　　　（
２１）プログラムは、次にブロック５０３に進み、そこ
でスケールファクタＳ１の値を用いて、ψ（ｎ）の値を
換算する。次にこのプログラムは、それが生成したθの
最新値を換算された位相予測値に加え、ブロック　５０
４に進む。もちろん、θの最新値は、プログラムを通し
て最初のバス上では、０である。

ブロック５０４において、プログラムは、ＤＳＰのメモ
リにストアされているカウンタをチエツクして、カウン
タの内容が１０００以上であるか、否かをみる。もしカ
ウンタの中身（ブロック５０１で０に初期化された）が
、１０００以下であるならば、プログラムは、その中の
値を１ずつ増加させて、ＤＳＰＳ上メモリ中新しい値を
ストアし、ブロック５０６に進む（カウンタの中身は、
受信器１００が遠端伝送器から受信したシンボルの数を
効率良く、追跡する。）。

前記したように、ＩＩＲフィルタは、Ｎ個すなわち１０
００個のシンボルが遠端伝送器から受信された時までに
、位相ジッタの位相角上で、はぼ収束する。このとき、
プログラムは、ブロック　５０５に進み、ｒ２の値を変
化させて、ＩＩＲフィルタのゲインを増加させる。また
、プログラムは、換算係数ＳＩを１／１６に変化さけ、
単位ステップサイズνを１７８に減少させる。プログラ
ムは、次に、ブロック５０６に進む。

このブロック５０Ｂで、プログラムは、第４図に関連し
て述べた数式５〜８にしたがって、ノード数式ａ１．ｂ
ｏ　、ｂｔ　、ｂ２の値を生成する。このプログラムが
、このタスクを完了すると、第９式に基づいてフィルタ
出力θ（ｎ）を生成する。

ブロック５０６で生成された値は、いずれにしてもプロ
グラムを通して第１パスでは、意味のないものである。

しかし、次のバスでは、遠端伝送器からのシンボルの受
順に応じて、各ノード方程式の値は適用しはじめ、それ
によりθ（ｎ）をジッタの位相に修正させる。

ブロック５０７で、プログラムは、次に中間傾斜α　と
β　と最終傾斜θｋ　（Ｎ）を各数式に基づいて生成す
る。その後、このプログラムは、ブロック５０８に進み
、前記反射係数と、タップ係数の値を繰り換えして更新
する。次にプログラムは、ブロック５０２に進み、そこ
で、遠端伝送器から受信した最新の即ち次のシンボルに
基づいて、スライサー４０の入力と出力の間の位相予測
を生成する。

次にブロック５０３に進み、同様な方法で、予測値処理
する。

以上の説明は、本発明の単なる原理の説明であり、当業
者は、様々な、原理の変更が可能であるが、それらは、
いずれも、本発明の精神と特許請求の範囲に含まれる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による音声帯域データモデムの受信器
部分のブロックダイアグラムを示す図、第２図は、本発
明の詳細な説明する極−ゼロ・プロットを示す図、 第３図は、複数の成分を有する位相ジッタを減衰させる
第１図のモデム受信器に採用される構成を示す図、 第４図は、本発明の基礎理論を示すのに適した１１Ｒフ
ィルタ構造を示す図、 第５図は、第４図のＩＩＲフィルタ構造の動作表面のグ
ラフを示す図、 第６図は、 ディジタル信号プロセッサにおいて、 本発明を実行するブロンラムのフローチャートである。 出 願 人：アメリカン テレフォン アンド ＦＩ（３，２ ＦＩＧ、３ ＦＩＧ、５ １ｚυ ω０　（Ｈｚ）

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）少なくとも２個の複素共役極を有し、一連の受信
   信号内に含まれるジッタの位相角に適応して収束する値
   を有する信号を出力する無限インパルス反応フィルタに
   おいて、 単位円内の第一の所定半径に、前記少なくとも２個の複
   素共役極をまず配置する手段、 前記受信信号の最新のもの内に含まれるジッタの位相角
   の予測値の受領に応じて、このフィルタの前の出力信号
   値と組合わせて、前記単位円内に前記複素共役極の角度
   変位を適応して増加させる手段、 このフィルタの出力信号を前記角度変位の最新値の関数
   として生成する手段 を有することを特徴とする無限インパルス応答フィルタ
   。
2. （２）前記配置手段は、前記角度変位が前記ジッタの位
   相角にほぼ等しい場合、フィルタの利得を増加させるた
   め、前記単位サークル内の第二の所定半径に、前記２個
   の複素共役極を配置する手段を有することを特徴とする
   請求項１記載フィルタ。
3. （３）前記一連の受信信号内に含まれるジッタの第２成
   分の位相角に適応して収束する値を有する信号を出力す
   る第２の無限インパルス応答フィルタを更に有すること
   を特徴とする請求項１記載フィルタ。
4. （４）前記予測値を受信する入力端を更に有し、前記出
   力信号はフィードバックパスを介して前記入力端に接続
   され、前記一連の受信信号の後続の信号に関連する出力
   信号の形でフィルタに使用されるようにを生成すること
   を特徴とする請求項１記載フィルタ。
5. （５）一連の受信信号内に含まれるジッタの位相角に適
   応する値を有する信号を生成する信号生成方法において
   、 少なくとも２個の複素共役極を有する信号を出力する無
   限インパルス応答フィルタを用い、 単位円内の第一の所定半径に、前記複素共役極を配置す
   るステップ、 前記受信信号の最新のもの内に含まれるジッタの位相角
   の予測値の受領に応じて、このフィルタの前の出力信号
   値と組合わせて、前記単位円内に前記複素共役極の角度
   変位を適応して増加させるステップ、 このフィルタの出力信号を前記角度変位の最新値の関数
   として生成するステップ を有することを特徴とする信号生成方法。