JPH0241278B2

JPH0241278B2 -

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Publication number: JPH0241278B2
Application number: JP57135346A
Authority: JP
Priority date: 1982-08-02
Filing date: 1982-08-02
Publication date: 1990-09-17
Also published as: JPS5925590A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は直流モータに関するものであり、特
に、電源から供給される電力を効率良く利用する
ようにしたものである。

従来例の構成とその問題点従来、たとえば直流モータに速度制御を施こす
場合などでは、出力電圧の一定な直流電源からト
ランジスタ等を用いて減圧・制御し、モータの速
度に対応した駆動電圧をコイルに供給していた。
この様な構成では、直流電源の供給電力はコイル
での有効消費電力とトランジスタのコレクタ損失
の和となる。通常の直流モータにおいては、電源
の供給電力に対する有効消費電力の比（電力効
率）は小さく、10〜30％程度であつた。特に、速
度可変範囲の広い多段速度切換えができる直流モ
ータや、駆動力の可変範囲の広い巻取用の直流モ
ータでは、低速度動作時や低駆動力動作時の効率
が著しく悪くなつていた。

そのような欠点を解消するために、本出願人は
特願昭54−17375号において、可変出力の直流電
圧をとり出すことのできるスイツチング方式の電
圧変換器を使用した電力効率の良い直流モータに
ついて、電子整流子形（ブラシレス形）の直流モ
ータを例にとつて説明している。ところで、この
様な構成の直流モータにおいては、電圧変換器の
スイツチングトランジスタを介してコイルに電
圧、電流を供給し、その電圧値（もしくは電流
値）を指令信号に応動して制御する必要がある。
従つて、スイツチングトランジスタのオン時間比
率を正確に精度良く指令信号に応じて可変制御し
なければならない。しかし、一般に、スイツチン
グトランジスタのベース・エミツタ間に蓄積され
た電荷による蓄積時間（ストレージタイム）がか
なり大きく、スイツチングトランジスタのオン時
間がベース電流パルス幅よりかなり長くなつてい
た（繰り返し周波数が高いためにその影響度も大
きい）。

蓄積時間はトランジスタ間のバラツキが大き
く、さらに、コレクタ電流のレベル（ベース電流
との相対比）によつても大幅に変動する。その結
果、スイツチングトランジスタのオン時間比率を
正確に指令信号に応動して制御することが難かし
く、直流モータの速度制御精度やトルク制御精度
が著しく悪くなつていた。また、スイツチングト
ランジスタの立下り時間も長く、スイツチング損
失も大きかつた。さらに、このような蓄積時間や
立下がり時間の影響はスイツチング周波数が高く
なる程顕著になり、高周波スイツチングが難かし
く、平滑用のインダクタンス素子やコンデンサも
大きくなつていた。

発明の目的本発明は、そのような欠点を考慮し、スイツチ
ングトランジスタのベース・エミツタ間の蓄積電
荷を強制的に放電するようにして、蓄積時間およ
び立下り時間を短くしてモータの制御性能を向上
させることを目的とするものである。

発明の構成上記目的を達成するために、本発明は、界磁手
段と、複数個のコイルと、前記コイルと直流電源
の間に挿入され、オン・オフ動作するスイツチン
グトランジスタのオン時間比率を指令信号に応動
して変化させ、前記スイツチングトランジスタの
オン時間比率に比例もしくは略比例した出力電圧
を得る電圧変換手段と、前記電圧変換手段の出力
端子から前記コイルの電流路を切換える分配手段
と、前記コイルへの供給電流を検出する電流検出
手段を具備する直流モータであつて、前記電圧変
換手段は、所定周波数の三角波状信号を得る三角
波発生手段と、前記三角波状信号と前記指令信号
を比較し、前記指令信号に対応したデユーテイの
パルス信号を得るコンパレータ手段と、前記電流
検出手段により検出された前記コイルへの供給電
流に応動して変化する入力電流が入力され、前記
入力電流に比例もしくは略比例した電流を出力す
る第１のカレントミラー手段と、前記第１のカレ
ントミラー手段の入力電流を前記コンパレータ手
段のパルス信号によりオン・オフとすることによ
り、前記第１のカレントミラー手段の出力電流を
パルス電流にするパルス化手段と、前記パルス電
流を前記スイツチングトランジスタのベース端子
に供給する第１の供給手段と、前記スイツチング
トランジスタのエミツタ側に共通接続端子を接続
されかつベース側に出力端子を接続された第２の
カレントミラー手段と、前記第２のカレントミラ
ー手段の入力電流を前記コンパレータ手段のパル
ス信号によりオフ・オンすることにより、前記第
２のカレントミラー手段の出力端子により前記ス
イツチングトランジスタのベース蓄積電荷を放電
させる電流を供給する第２の供給手段と、前記ス
イツチングトランジスタのオン・オフ動作による
パルス電圧をインダクタンス素子とコンデンサと
ダイオードを用いて平滑する平滑手段を有するよ
うに構成したものである。

実施例の説明以下、本発明を図示の実施例にもとづいて説明
する。第１図は本発明の一実施例を表わす電気回
路図である。第１図において、１は直流電源、２
はスイツチングトランジスタ１１を有する電圧変
換器、３は界磁用のマグネツト、４，５，６はマ
グネツト２の磁束と鎖交する３相のコイル、７は
モータ可動部（本実施例ではマグネツト３）の位
置に応じてコイル４，５，６への電流路を切換え
る分配器、８はモータ可動部の速度を検出する速
度検出器である。

速度検出器８は、たとえば周波数発電機と周
期・電圧変換器にて構成され、モータ可動部の速
度が遅い時にはその検出電圧Vdは大きく、速度
が所定値近傍になるとVdは速度に応動して変化
し、速度が遅くなるとVdは小さくなる。

電圧変換器２は、スイツチングトランジスタ１
１と、平滑器１２と、発振器１３と、コンパレー
タ１４と、ベース電流供給器１５（第１の手段）
と、ベース電荷放電器１６（第２の手段）と、ス
ピードアツプ用の電流源器１７によつて構成され
ている。速度検出器８の出力電圧Vdは電圧変換
器２のコンパレータ１４に入力され、発振器１３
の所定周波数（94.4KHz程度）の三角波信号Vtと
比較され、前記出力電圧Vdすなわち速度検出信
号Vdに対応したデユテイにてトランジスタ４１
（出力トランジスタ）をオン・オフ動作させる。

トランジスタ４１がオフの時（発振器１３の出
力電圧Vtが速度検出器Vdより小さい時）には、
ベース電流供給器１５のトランジスタ４３がオフ
となり、定電流源４４の電流をダイオード４５，
４６、トランジスタ４８，４９、抵抗４７，５０
からなる第１のカレントミラー回路にて増幅（約
40倍）した電流（および電流源器１７のトランジ
スタ６８の出力電流の合成電流）が出力（電流吸
込）され、スイツチングトランジスタ１１のベー
ス電流I₁となる。このとき、ベース電荷放電器１
６のトランジスタ５１もオフであり、トランジス
タ５５はオフとなる（I₂＝０）。

トランジスタ４１がオンの時（発振器１３の出
力電圧Vtが速度検出信号Vdより大きい時）に
は、ベース電流供給器１５のトランジスタ４３が
オンとなり、その出力電流は零となる（I₁＝０）。
このとき、ベース電荷放電器１６のトランジスタ
５１もオンとなり、そのコレクタ電流は I₃＝（v₁−V_BE51−V_D52）／R₅₃ ……(1) となる。ここに、v₁はトランジスタ４１のエミツ
タ電位、V_BE51はトランジスタ５１のベース・エ
ミツタ順方向電圧（約0.7V）、V_D52はダイオード
５２の順方向電圧（約0.7V）、R₅₃は抵抗５３の
値である。

トランジスタ５１のコレクタ電流I₃はダイオー
ド５４、トランジスタ５５、抵孔５６，５７から
なる第２のカレントミラー回路に入力される。第
２のカレントミラー回路は、抵抗５６とダイオー
ド５４（ダイオード接続されたトランジスタ）の
直列回路の一端に抵抗５７の一端を接続し、その
接続点を共通接続端としてスイツチングトランジ
スタ１１のエミツタ側に接続し、抵抗５７の他端
にトランジスタ５５のエミツタを接続し、抵抗５
６とダイオード５４の直列回路の他端にトランジ
スタ５５のベースを接続し、トランジスタ５５の
コレクタをスイツチングトランジスタ１１のベー
ス側に接続している。トランジスタ５１のコレク
タ電流I₃は第２のカレントミラー回路に増幅され
て電流I₂となり（抵抗５６と５７の抵抗比を５：
１にしダイオード５４とトランジスタ５５のエミ
ツタ面積比は１：５にして、約５倍の電流増幅度
を有している）、スイツチングトランジスタ１１
のベース・エミツタ間に蓄積された電荷を急速に
放電している。この時電流I₂はスイツチングトラ
ンジスタ１１のベース電荷の消滅と共に短時間に
小さくなる。なお、抵抗５６と５７はカレントミ
ラーの動作を安定させるもので、限らずしも必要
なものではない。また、抵抗５６，５７における
電圧降下が約0.1V程度になるようにその抵抗値
が選定され、スイツチングトランジスタ１１のベ
ース・エミツタ間順方向電位（0.7〜7.9V）より
も十分小さくなされている。

従つて、速度検出器８の出力電圧Vdに対応し
たパルス幅のベース電流I₁のパルスがベース電流
供給器１５によりスイツチングトランジスタ１１
に供給され、スイツチングトランジスタ１１をオ
ン・オフ動作させる。

ベース電流供給器１５のパルス電流I₁と相補的
に（交互に）ベース電荷放電器１６のパルス電流
I₃が第２のカレントミラー回路に入力され、瞬間
的にその出力電流I₂が大きくなり、スイツチング
トランジスタ１１のベース蓄積電荷を放電する。

その結果、スイツチングトランジスタ１１の実
質的な蓄積時間遅れは大幅に小さくなり、さら
に、立下り時間も短くなる。すなわち、スイツチ
ングトランジスタ１１は速度検出信号Vdに正確
に精度よく対応したオン時間比率（デユテイ）に
てオン・オフ動作する。

なお、電流源器１７のトランジスタ６６，６
７，６８のコレクタ電流は、それぞれコンパレー
タ１４のトランジスタ４１やベース電流供給器１
５のトランジスタ４９のベース蓄積電荷による遅
れやパルス波形の改善のために供給されている。

スイツチングトランジスタ１１のオン・オフに
よる出力電圧Viは、フライホイールダイオード
６１とインダクタンス素子６２およびコンデンサ
６３からなる平滑器１２にて平滑され、スイツチ
ングトランジスタ１１のオン時間比率に対応した
直流電圧V_Mを得ている。すなわち、スイツチン
グトランジスタ１１がオンになると直流電源１の
電圧V_S（12V）が出力され（Vi≒Vs）、インダク
タンス素子６２を介入してコンデンサ６３および
コイル４，５，６に電流が供給される。また、ス
イツチングトランジスタ１１がオフになると、フ
ライホイールダイオード６１が導通し、インダク
タンス素子６２に蓄えられたエネルギーをコイル
４，５，６に供給する。その結果、ダイオード６
１、インダクタンス素子６２、コンデンサ６３に
て平滑され、電圧変換器２の出力電圧ＶＭはスイ
ツチングトランジスタ１１のオン時間比率に対応
した値（速度検出信号Vdに対応した値）となる。

電圧変換器２の出力電圧V_Mはコイル４，５，
６および分配器７に供給される。分配器７は、マ
グネツト３の回転位置を検出する位置検出器２１
と、選択器２２と、駆動トランジスタ２３，２
４，２５と、定電流源２６によつて構成されてい
る。位置検出器２１はたとえばホール素子とその
出力を整形するデイジタル回路によつて構成さ
れ、マグネツト３の回転位置に応じてその出力電
圧をステツプ的に変化させる。位置検出器２１の
出力電圧は選択器２２のトランジスタ２７，２
８，２９の各ベースに供給され、その電圧に応じ
て選択器２２は定電流源２６の電流を駆動トラン
ジスタ２３，２４，２５に分配し、マグネツト３
の回転に伴つてオンとなる駆動トランジスタを順
次切換えて、コイル４，５，６への電流路を切換
え制御している。従つて、電圧変換器の出力電圧
V_Mは分配器７を介してコイル４，５，６に供給
され、コイルへの供給電力、従つて、モータの発
生力を制御している。その結果、速度検出器８と
電圧変換器２およびコイル４，５，６によつて速
度制御ループが構成され、モータ可動部は所定の
速度にて回転制御される。

次に、ベース電荷放電器１６の効果について第
２図を参照して説明する。第２図ａは電圧変換器
２のコンパレータ１４に入力される三角波信号
Vt（発振器１３の出力）と速度検出電圧Vd（速度
検出器８の出力）を表わしている。VtがVdより
大きくなるとトランジスタ４０，４１がオンとな
り、出力電圧v₁は大きくなる（その立上りはかな
り強い）、VtがVdより小さくなるとトランジス
タ４０，４１がオフにかわるが、これらのトラン
ジスタのベース電荷を放電するのに少し時間がか
かり、立下り波形はゆるやかに変化する。電流源
器１７のトランジスタ６６，６７のコレクタ電流
は、蓄積時間および立下り時間を短かくする効果
がある。第２図ｂにv₁の波形を示す。

コンパレータ１４の出力v₁がトランジスタ４３
のベース・エミツタ順方向電圧（V_BE≒0.7V）よ
り大きけばトランジスタ４３はオンとなるから、
ベース電流供給器１５の出力電流I₁は第２図ｃに
示すようにパルス的に変化する。

一方、コンパレータ１４の出力電圧v₁がトラン
ジスタ５１のベース・エミツタ順方向電圧とダイ
オード５２の順方向電圧の和（V_BE＋V_D≒1.4V）
よりも大きくなると、ベース電荷放電器１６の電
流I₃が流れる。この電流I₃は、第２図ｄに示すよ
うに、パルス電流I₁が零になる時（スイツチング
トランジスタ１１をオフにする時）に瞬間的に所
定の値となり、I₁が所定値にステツプ的に変化す
る前にI₃は零となつている。すなわち、I₃はI₁と
相補的に（交互に）または略相補的に動作してい
る。電流I₃は第２のカレントミラー回路（ダイオ
ード５４、トランジスタ５５、抵抗５６，５７）
に入力され、スイツチングトランジスタ１１のベ
ース電荷を所定電流にて放電していき、ベース電
荷の消滅と共に放電電流I₂は零になる（第２図
ｅ）。その結果、スイツチングトランジスタ１１
の蓄積時間遅れおよび立下り時間は著しく小さく
なつている。

ここで、ベース電荷放電器１６の第２のカレン
トミラー回路を単なるエミツタ接地のPNP形ト
ランジスタにておき換えることも考えられるが、
そのような構成にすると、PNP形トランジスタ
におけるベース蓄積時間の影響があらわれ、パル
ス電流I₁が所定値にステツプ的に変化した瞬間に
置き換えたPNP形トランジスタの蓄積電荷によ
る電流が供給され（第２図ｅのＡの部分）、スイ
ツチングトランジスタ１１のオンとなる時間が遅
れかつ立上り波形がなだらかになりスイツチング
損失が増加し好ましくない。

一方、第１図の実施例に示すように、第２のカ
レントミラー回路のように構成するならば、出力
トランジスタ５５のベースと電源Vsの間のイン
ピーダンスがかなり小さくなり、トランジスタ５
５のベース電荷はすみやかに放電され、その蓄積
による影響は著しく小さくなる。さらに、第２図
ｃとｄに示すように、パルス電流I₁がステツプ的
に大きくなる前にすでにパルス電流I₃が零となる
ようにするならば（その間隔時間Tgはコンパレ
ータ１４の立下り波形によつてきまる）、トラン
ジスタ５５のベース蓄積電荷による影響はさらに
小さなものとなる。

第３図は本発明の他の実施例を表わす電気回路
図である。本実施例では、電圧変換器２が電流検
出器１８を含んで構成され、コイルに供給された
電流Iaに応動してスイツチングトランジスタ１１
のオン時のベース電流I₁の大きさを変化させ、小
電流動作時におけるベース電流損失も小さくなし
たものである。以下、これについて説明する（そ
の他の構成および動作は前述の第１図の実施例と
同様であり、その説明を省略する）。

コイル４，５，６への電流路に直列に挿入され
た抵抗８０の両端には、供給電流Iaに比例した電
圧降下R₈₀・Iaを生じる（R₈₀は抵抗８０の抵抗値
である）。その電圧降下はトランジスタ８１と定
電流源８２のエミツタホワローおよびトランジス
タ８３と抵抗８４によつて電流i₄に変換される。
トランジスタ８１と８３のベース・エミツタ間順
方向電圧（約0.7V）は相殺され、抵抗８０の電
圧降下と抵抗８４の電圧降下は等しくなる。すな
わち、抵抗８４の抵抗値をR₈₄とすると i₄＝（R₈₀／R₈₀）・Ia ……(2) となり、トランジスタ８３のエミツタ電流i₄はコ
イルへの供給電流Iaに応動（比例）して変化す
る。ここで、R₈₄＝1000・R₈₀とすればi₄はIaの
1000分の１となり十分に小さくなる（R₈₄はR₈₀
の100倍以上に設定することが好ましい）。

電流i₄は定電流源８５の電流I₅と合成され、カ
レントミラー（トランジスタ８６，８７）により
反転されて、ベース電流供給器１５に供給され
る。ベース電流供給器１５の第１のカレントミラ
ー（ダイオード４４，４５、トランジスタ４８，
４９、抵抗４６，５０）は、入力電流（i₄＋I₅）
を反転増幅して、スイツチングトランジスタ１１
のベース電流I₁となる。いま、抵抗４６，５０の
値をR₄₆，R₅₀とすると（トランジスタ４３のオ
フの時） I₁＝（R₄₆／R₅₀）・（i₄＋I₅） ……(3) となる（ダイオード４４，４５の電圧降下とトラ
ンジスタ４８，４９のベース・エミツタ間電流降
下は相殺する）。すなわち、スイツチングトラン
ジスタ１１のベース電流I₁は電流検出器１８の出
力（i₄＋I₅）に応動して変化し、コイルへの供給
電流Iaが大きい時には大きくなり、コイルへの供
給電流Iaが小さい時には小さくなる。ここで、
R₄₆＝40・R₅₀とすると、I₁は（i₄＋I₅）の40倍と
なる（R₄₆はR₅₀の10倍以上に設定することが好
ましい）。

第３図に示した本発明の実施例では、電圧変換
器２のスイツチングトランジスタ１１のベース電
流I₁をコイルへの供給電流Iaに応じて変化させて
いるために、定速制御状態におけるベース電流損
失が著しく小さくなつている。これについて説明
すれば、モータの起動・加速段階において速度検
出器８の出力Vdは大きく、スイツチングトラン
ジスタ１１のオン時間比率が大きく、電圧変換器
２の出力電圧V_Mを大きくし、コイル４，５，６
への供給電流Iaを大きくする。コイルへの電流を
大きくするためには、スイツチングトランジスタ
のオン時の通電電流（コレクタ電流）を大きくす
る必要があり、従つて、そのベース電流を大きく
する必要がある。いま、コイルへの供給電流
Ia2Aとし、スイツチングトランジスタ１１のオ
ン時での電流増幅度h_FEを25とすると、そのベー
ス電流として2A／25＝80ｍＡ以上の電流を供給
する必要がある。

ここで、定速制御状態におけるコイルへの供給
電流が250ｍＡ（負荷トルクに対応）になるものと
すれば、スイツチングトランジスタ１１のオン時
のベース電流として250／25ｍＡが必要とされる
にすぎない。このとき、起動・加速時に必要とさ
れるベース電流（80ｍＡ以上）をそのまま流すも
のとすれば、80ｍＡ−10ｍＡ＝70ｍＡの損失（70
ｍＡ×12V＝0.84W相当）を生じることになる。

本実施例では、コイルへの供給電流Iaに応動し
てスイツチングトランジスタ１１のベース電流I₁
を変化させ、起動・加速時でも十分に大きなベー
ス電流（80ｍＡ以上）を供給すると共に、定速制
御状態においてはそのベース電流を小さくするよ
うになしている。すなわち、起動・加速段階で
は、Ia＝2Aとするとi₄＝2A／1000＝２ｍＡとな
り、I₅＝0.1ｍＡとするとi₄＋I₅＝2.1ｍＡとなり、
スイツチングトランジスタ１１のベース電流はI₁
＝40・（i₄＋I₅）＝84ｍＡとなる（スイツチングト
ランジスタ１１は十分にオンとなる）。また、Ia
＝250ｍＡ（定速回転状態）のときにはi₄＝0.25ｍ
Ａとなり、i₄＋I₅＝0.35ｍＡであるからI₁＝14ｍＡ
となる（必要ベース電流は10ｍＡであるから、ス
イツチングトランジスタ１１はオン・オフ動作す
る。従つて、84ｍＡ−14ｍＡ＝70ｍＡのベース電
流損失（70ｍＡ×12V＝0.84W相当）が軽減され
ている。

なお、電圧変換器２２の出力電圧V_Mが零の状
態よりモータの起動・加速を行なう場合には、ス
イツチングトランジスタ１１の初期のベース電流
は定電流源８５の電流I₅に対応した値（I₁＝40・
I₅＝４ｍＡ）でありスイツチングトランジスタ１
１は完全にオンとならないが、電圧変換器２の出
力電圧V_Mが大きくなるにつれてコイルへの電流
Iaも大きくなり、電流検出器１８の電流i₄が大き
くなり、ベース電流I₁を大きくし、スイツチング
トランジスタ１１は完全なオン・オフ動作するよ
うになる。すなわち、過渡的に正帰還が生じて電
圧変換器２の出力電圧V_Mは大きくなる。

このような正帰還動作を安定に作動させ、かつ
ベース電流損失を小さくするためには次のように
設定することが望ましい。

コイルへの供給電流Iaが零の場合にもスイツ
チングトランジスタ１１に所定の小さなベース
電流が供給されるようにする（オンする時）。

電流検出器１８でのコイル電流Iaから電流i₄
への変換利得をA₁（第３図ではA₁＝R₈₀／R₈₄）、
ベース電流供給器１５でのi₄からスイツチング
トランジスタ１１のベース電流I₁への伝達利得
をA₂（A₂＝R₄₆／R₅₀）、スイツチングトランジ
スタ１１の電流増幅度をA₃（A₃＝h_FE）とする
とき、総合積A₁・A₂・A₃を１に近づける。

実際には、スイツチングトランジスタ１１の電
流増幅度A₃が変動しやすいために、 0.8≦A₁・A₂・A₃≦10 ……(4) とすることが好ましい。

（A₁・A₂・A₃が小さすぎると大電流動作時の
スイツチングトランジスタ１１が十分にオンとな
らないために、電圧変換器２の出力電圧V_Mの最
大値が小さくなる。また、A₁・A₂・A₃が大きす
ぎると、スイツチングトランジスタ１１に過剰な
ベース電流を供給することになり、ベース電流損
失が大きくなると共に、ベース電荷の蓄積時間や
立下り時間が長くなる。）また、第３図の実施例では、スイツチングトラ
ンジスタのベース電流がそのコレクタ電流と連動
して変化しているために、小電流通電時（コレク
タ電流が小さい時）のベース過剰電流の値が小さ
くなりベース蓄積電荷も少なくなり、ベース電荷
放電器１６の動作による放電が短時間で終了す
る。すなわち、スイツチングトランジスタ１１の
蓄積時間および立下り時間はかなり小さくなる。

第４図に本発明の更に他の実施例を表わす電気
回路図を示す。本実施例では、第３図の実施例に
おける電流検出器１８およびベース電荷放電器１
６の構成を変え、ベース電荷放電器１６の第２の
カレントミラー回路への入力パルス電流I₃をコイ
ルへの供給電流Iaに連動して変化させ、Iaが大き
いときには大きな電流I₂にてスイツチングトラン
ジスタ１１のベース電荷を放電し、Iaが小さいと
きには小さな電流I₂にて放電するようになしてい
る（他の部分の構成および動作は第１図または第
３図の実施例と同様であり、説明を省省略する。）前述の各実施例では、スイツチングトランジス
タ１１にPNP形トランジスタを使用して、電流
電源１の負極側を基準として正極側より降圧して
出力電圧V_Mを得ている。従つて、電圧変換器２
の主要部（発振器１３、コンパレータ１４、ベー
ス電流供給器１５、ベース電圧変換器１６、電流
源器１７、電流検出器１８）や分配器７の主要部
（定電流源２６、選択器２２）を単一のシリコン
チツプ上に集積回路化することが容易になる（集
積回路ではグラウンドを固定する必要があり、通
常、直流電源１の負極側に接続される）。

なお、前述の実施例では、３相のコイルを使用
した例を示したが、本発明はそのような場合に限
らず、一般に、複数個のコイルを有する直流モー
タを構成できる。また、電子整流子形（ブラシレ
ス形）の直流モータに限らず、ブラシ・コミユテ
ータにより分配器を構成するブラシ付きの直流モ
ータも構成できる。さらに、回転型の直流モータ
に限らず、モータ可動部が直進移動する直進型の
直流モータも構成できる。また、速度制御に限ら
ず、他の指令信号にもとずいて電圧変換器の出力
電圧を制御するようにしても良い。その他、本発
明の主旨を変えずして種々の変形が可能である。

発明の効果以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、(a)電圧変換手段のスイツチングトランジスタ
のオン時のベース電流をコイルへの供給電流に応
じて変化させているので、供給電流が小さい時の
ベースの電流損失は小さくなる。また、スイツチ
ングトランジスタのベース過剰電流が小さくなる
ことによりベース窒積電荷量が少なくなり、その
放電時間を短くできて、スイツチングトランジス
タの高速スイツチングが可能になる。また、(b)ス
イツチングトランジスタのオフ時にベース蓄積電
荷を第２のカレントミラー手段によつて強制的に
放電させているので、放電時間が短くなり、スイ
ツチングトランジスタのオンからオフへの変化が
短時間に行われ、また、第２のカレントミラー手
段自体の蓄積電荷による応答遅れは小さいので、
スイツチングトランジスタの高速スイツチングが
実現できる。したがつて、電力効率が良く、スイ
ツチングトランジスタのオン時間比率の制御精度
の良い直流モータが得られる。従つて、本発明に
もとずいて、乾電池を電源とする音響、映像機器
用の直流モータを構成するならば、消費電力の小
さい電池寿命の長い機器を実現することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を表わす電気回路
図、第２図ａ〜ｅは第１図の実施例の動作を説明
するための波形図、第３図および第４図はそれぞ
れ発明の他の実施例を表わす電気回路図である。１……直流電源、２……電圧変換器、３……マ
グネツト、４，５，６……コイル、７……分配
器、８……速度検出器、１１……スイツチングト
ランジスタ、１２……平滑器、１３……発振器、
１４……コンパレータ、１５……ベース電流供給
器、１６……ベース電荷放電器、１７……電流源
器、１８……電流検出器、２１……位置検出器、
２２……選択器。

Claims

【特許請求の範囲】

１界磁手段と、複数個のコイルと、前記コイル
と直流電源の間に挿入され、オン・オフ動作する
スイツチングトランジスタのオン時間比率を指令
信号に応動して変化させ、前記スイツチングトラ
ンジスタのオン時間比率に比例もしくは略比例し
た出力電圧を得る電圧変換手段と、前記電圧変換
手段の出力端子から前記コイルへの電流路を切換
える分配手段と、前記コイルへの供給電流を検出
する電流検出手段を具備する直流モータであつ
て、前記電圧変換手段は、所定周波数の三角波状
信号を得る三角波発生手段と、前記三角波状信号
と前記指令信号を比較し、前記指令信号に対応し
たデユーテイのパルス信号を得るコンパレータ手
段と、前記電流検出手段により検出された前記コ
イルへの供給電流に応動して変化する入力電流が
入力され、前記入力電流に比例もしくは略比例し
た電流を出力する第１のカレントミラー手段と、
前記第１のカレントミラー手段の入力電流を前記
コンパレータ手段のパルス信号によりオン・オフ
することにより、前記第１のカレントミラー手段
の出力電流をパルス電流にするパルス化手段と、
前記パルス電流を前記スイツチングトランジスタ
のベース端子に供給する第１の供給手段と、前記
スイツチングトランジスタのエミツタ側に共通接
続端子を接続されかつベース側に出力端子を接続
された第２のカレントミラー手段と、前記第２の
カレントミラー手段の入力電流を前記コンパレー
タ手段のパルス信号によりオン・オフすることに
より、前記第２のカレントミラー手段の出力端子
より前記スイツチングトランジスタのベース蓄積
電荷を放電させる電流を供給する第２の供給手段
と、前記スイツチングトランジスタのオン・オフ
動作によるパルス電圧をインダクタンス素子とコ
ンデンサとダイオードを用いて平滑する平滑手段
を有することを特徴とする直流モータ。