JPH0248915B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

〔産業上の利用分野〕 この発明は、移動フオルマント特性の楽音信号
を簡単な方法で形成し得るようにした楽音信号形
成装置に関する。 〔従来の技術〕 所望のフオルマント特性の楽音信号を形成する
方法の代表例としては、所望のフオルマントを実
現する特性を有するフイルタを使用し、発生しよ
うとする楽音の周波数を持つ音源信号を該フイル
タに入力し、該所望フオルマント特性を持つ楽音
信号が該フイルタから出力されるようにする方法
がある。しかし、この方法はフイルタを用いるた
めに構成が複雑となる欠点があつた。また、移動
フオルマントを実現するためには、フイルタに入
力する楽音信号の周波数に関連してフイルタ特性
を移動させねばならないため、更に複雑となる。 一方、フイルタを用いないで所望のフオルマン
ト特性の楽音信号を形成する方法として、特開昭
48―53606号公報に示された方法がある。そこに
おいては、一定の周波数で発振したバースト信号
を楽音のピツチに対応した周期の時間窓波形によ
つて振幅制御することにより、バースト信号の周
波数を中心周波数とし楽音のピツチの整数倍の周
波数をスペクトル成分とするフオルマント特性を
持つ楽音信号が形成される。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上述のようなバースト信号を用いる方法は、フ
イルタを用いる方法に比べて構成が簡単であると
いう利点を有するが、バースト信号の周波数は楽
音のピツチにかかわらず一定であるため、固定フ
オルマントしか実現できないという問題点があつ
た。 この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、
簡単な構成によつて移動フオルマント特性の楽音
信号を容易に形成し得るようにした楽音信号形成
装置を提供しようとするものである。 〔問題点を解決するための手段〕 この発明に係る楽音信号形成装置は、発生すべ
き楽音の音高を指定するための音高指定手段と、
前記音高指定手段で指定された音高の音高周波数
に対応するレートで繰返し変化するアドレス信号
を発生するアドレス信号発生手段と、前記アドレ
ス信号発生手段から発生される前記アドレス信号
を、前記音高指定手段で指定された音高の音高周
波数のＮ倍（ただしＮは１よりも大きい）の周波
数に対応するレートで繰返し変化するアドレス信
号に変換するアドレス信号変換手段と、所定の波
形の波形データを記憶した波形記憶手段を有し、
前記アドレス信号変換手段によつて変換されたア
ドレス信号に従つて該波形記憶手段から記憶波形
データを繰返し読み出すことにより、前記音高周
波数のＮ倍の周波数を有する振動波形を発生する
振動波形発生手段と、前記音高指定手段で指定さ
れた音高に対応する周期で制御波形を繰返し発生
する制御波形発生手段と、前記振動波形発生手段
で発生された振動波形の振幅を前記制御波形によ
つて制御する振幅制御手段とを具え、前記振幅制
御手段から、前記音高指定手段で指定される音高
の変化に追従してフオルマント特性が変化する移
動フオルマント特性を持つ楽音信号を得るように
したことを特徴とするものである。 〔作用〕 振動波形が周期的な制御波形によつて振幅制御
された状態で発生されることにより、その結果得
られる楽音信号つまり振幅制御された振動波形の
フオルマントは、振動波形の周波数を中心周波数
とし、制御波形の繰返し周期に対応する周波数に
調和した線スペクトルを持つものとなる。振動波
形は、発生すべき楽音の音高に応じて、その音高
周波数のＮ倍の周波数を有するものであり、ここ
でＮは１よりも大きい。また、制御波形は、該音
高周波数に関連する周期を持つものである。従つ
て、得られる楽音信号のフオルマント特性は、そ
の音高周波数のＮ倍の周波数を中心周波数とし、
その音高に調和した線スペクトルを持つものとな
る。中心周波数は音高が変われば変化し、常にそ
のときの音高周波数のＮ倍である。こうして、得
られる楽音信号のフオルマント特性は移動フオル
マントとなる。 〔実施例〕 以下図面についてこの発明の実施例を説明す
る。第１図はこの発明の一実施例において発生さ
れる楽音波形の一例を示す波形図であつて、図に
おいて横軸は時間ｔ、縦軸はそれぞれの波形を表
し、TWは楽音波形、W₁，W₂，W₃，W₄，W₅は
それぞれ制御波形であり、例えば矩形波である。
発生すべき楽音の周期はT₀で、楽音波形TWは
ｔ＝０からｔ＝T₀／２の間はAsin4（2π／T₀）ｔ
なる第１の振動波形からなり、ｔ＝T₀／２から
ｔ＝T₀／２＋T₀／４の間はAsin8（2π／T₀）ｔな
る第２の振動波形からなり、ｔ＝T₀／２＋T₀／
４からｔ＝T₀／２＋T₀／４＋T₀／８の間は
Asin16（2π／T₀）ｔなる第３の振動波形からな
り、ｔ＝T₀／２＋T₀／４＋T₀／８からｔ＝T₀／
２＋T₀／４＋T₀／８＋T₀／16の間はAsin32
（2π／T₀）ｔなる第４の振動波形からなり、ｔ＝
T₀／２＋T₀／４＋T₀／８＋T₀／16からｔ＝T₀／
２＋T₀／４＋T₀／８＋T₀／16＋T₀／32の間は
Asin64（2π／T₀）ｔなる第５の振動波形からな
る。すなわちAsink（2π／T₀）ｔで表される正弦
波からなる振動波形が2T₀／Ｋの幅の時間窓の間
発生される。ここにｋ＝４，８，16，32，64であ
る。このことは無限に長い時間連続している正弦
波Asink（2π／T₀）ｔをT₀時間ごとに2T₀／ｋの
時間だけ通過させ其他の時間は遮断したことと等
価であり、その意味で時間幅2T₀／ｋを示す第１
図の矩形波W₁，W₂，W₃，W₄，W₅をそれぞれ時
間窓又は時間窓関数という。 さて第１図に示す楽音波形TWをフーリエ分析
することは容易であるが、一般的な概念を明らか
にするため楽音波形TWのそれぞれの部分を正弦
波Asink（2π／T₀）ｔからなる振動波形とそれに
対応して幅2T₀／ｋを有する時間窓関数との積と
して分折する。第２図は第１図に示す波形のスペ
クトル構成を説明するスペクトル図で、横軸は周
波数ｆを示し、縦軸は各スペクトルの強さを示
し、S₁kは幅2T₀／ｋの時間窓のスペクトル、S₂k
は正弦波Asink（2π／T₀）ｔのスペクトル、S₃k
は上記正弦波とこれに対応する時間窓との積のス
ペクトル、すなわちスペクトルS₂kの周波数成分
とスペクトルS₁kの各周波数成分とのたたみこみ
（convolution）の周波数成分を示すスペクトルで
ある。幅2T₀／ｋの矩形波時間窓のスペクトルは
そのエンベロープが第２図S₁kで示すとおり（sin
ｘ／ｘ）の形になることはよく知られている所で
ある。時間窓関数がT₀の周期で繰返されるとき
は、時間窓関数は線スペクトルとなり、その線ス
ペクトルはｆ＝０の直流からはじまつてf₀＝１／
T₀の周波数間隔ごとに配列される。また時間窓
関数の時間幅が変化しなければ、その繰返し周期
T₀が変化してもそのスペクトルエンベロープの
形は変化しない。たとえばｋ＝８とすると、上記
線スペクトルの配列点は第２図S₁kの横軸に丸を
付けた点になる。S₁kで示されるようなスペクト
ルエンベロープの周波数成分と正弦波Asink
（2π／T₀）ｔの周波数成分とのたたみこみは第２
図s₃kで示すエンベロープの形のスペクトルにな
る。ここにおいて、フオルマントの中心周波数
ｋ／T₀は振動波形の周波数であり、これは発生
すべき楽音の周波数１／T₀のｋ倍である。T₀の
値が変われば、フオルマントの中心周波数ｋ／
T₀も変化し、移動フオルマント特性を示す。 第３図は第１図に示す楽音波形TWのスペクト
ルエンベロープを示すスペクトル図で、ｋ＝４，
８，16，32，64に対するそれぞれのスペクトルエ
ンベロープS₄，S₈，S₁₆，S₃₂，S₆₄をたとえば第
２図について説明した要領で算出し、スペクトル
の強さを縦軸に、対数スケールの周波数を横軸に
して表したものである。 以上を要約すれば、この発明の一実施例におい
ては第１図にTWとして示す楽音波形を発生し、
その波形は第３図に示すようなスペクトルエンベ
ロープを持つということである。 第１図の楽音波形TWは簡単なデイジタル回路
で容易に発生することができ、しかも発生したス
ペクトル分布は第２図のスペクトルS₃kにＡ／ｋ
として示されるようにｋが２倍になればスペクト
ルの強さが半分になる6db／octaveの好適な周波
数特性を有し、かつ時間窓W₁，W₂，W₃，W₄，
W₅の部分の正弦波の振幅を単一の制御回路によ
つて各々独立に時分割的に制御して所望のスペク
トル分布を容易に得ることができる、更に時間窓
を遠す振動波形の周波数を楽音の音高に関連させ
てその音高周波数のｋ倍つまり所定倍としたこと
により移動フオルマント特性を実現することがで
きる等、楽音波形として多くの有利な点を備えて
いる。なお、後述するように、ｋは上述のような
整数倍に限らず、非整数倍であつてもよく、要す
るに１より大きい数であればよい。 また第２図のスペクトルエンベロープS₁kに示
すように、時間窓の時間幅2T₀／ｋとそのスペク
トルエンベロープの帯域幅（たとえば第２図のス
ペクトルエンベロープにおけるｆ＝０からｆ＝
ｋ／2T₀までの幅）とは逆比例の関係にあるの
で、時間窓の時間幅を変化することによつてその
時間窓に対応する周波数帯域幅を変化することが
できる。先に説明したように、たとえば第１図に
おいて時間窓W₁，W₂，₃，W₄，W₅の部分の振幅
は単一の制御回路によつて各々独立に時分割的に
制御することができるので、時間窓の時間幅を変
化することは、上述の各々独立に時分割的に制御
することができる周波数帯域幅が変化することを
意味する。すなわち時間窓の時間幅を変化するこ
とによつて独立して制御できる周波数帯域幅の広
さ、換言すれば成分周波数の制御における周波数
分解能を変化することができる。この発明では時
間窓の時間幅を設計の要求に応じて適当な値に設
定することにより独立して制御できる周波数帯域
幅を要求に適合したものにすることができる。 第４図はこの発明の他の実施例において発生さ
れる楽音波形の一例を示す波形図であつて、第１
図と同一記号は同一意味を有し、第１図において
はAsink（2π／T₀）ｔで表される正弦波が2T₀／
ｋの幅の時間窓を通過したのに対し、第４図にお
いてはAsink（2π／T₀）ｔで表される正弦波が
T₀／ｋの幅の時間窓を通過する。また第４図に
おいてｋ＝２，４，８，16，32，64であつて、第
４図における時間窓W₁，W₂，W₃，W₄，W₅はそ
れぞれｋ＝２，４，８，16，32に対応する時間窓
であり、W₆がｋ＝64に対応する時間窓である。
第４図を第１図と比較すれば明らかなように、第
４図においては通過する正弦波の周期に対する時
間窓の時間幅の割合が第１図の場合に比して半減
しており、第１図では各時間窓を正弦波２周期が
通過したのに対し、第４図では各時間窓を正弦波
１周期が通過する。したがつて第４図の各時間窓
を通過する波形のスペクトルエンベロープは第１
図の場合に比し２倍の周波数帯域幅を持つことに
なる。第５図は第４図に示す楽音波形のスペクト
ルエンベロープの形を示すスペクトル図であつ
て、図にＳ（W₁）〜Ｓ（W₆）の記号で各時間窓
W₁〜W₆を通過する波形のスペクトルエンベロー
プを示す。但し第３図に示すと同様に第５図にお
いてもｋが２倍になればスペクトルの強さが半分
になり、Ｓ（W₁）からＳ（W₆）まで各時間窓ごと
にスペクトルの強さが6db段階で低下し、たとえ
ばＳ（W₆）のスペクトルの強さはＳ（W₁）のスペ
クトルの強さに対し１／64となつているが、第５
図では図面を見易くするためこのスペクトルの強
さの低下を補正した形で表してある。 次に第４図に示す楽音波形TWを発生する回路
の一例について説明する。第６図はこの発明の一
実施例を示すブロツク図で、図において１１は鍵
盤部、１２は周波数情報メモリ、１３はアキユム
レータ、１４は係数発生装置、２は512語の容量
を有する正弦波メモリ、３はデコーダ、４はアド
レス切換装置、５はセレクタ、６は乗算回路、７
はデイジタル・アナログ変換装置（以下DACと
略記する）、８はサウンドシステムである。 鍵盤部１１で押下された鍵の音高に対応するデ
イジタル数値F₀が周波数情報メモリ１２から出
力され、クロツクパルスφごとにアキユムレータ
１３において累算されてアキユムレータ１３の
MSB（最上位ビツト）のキヤリイ端子からオーバ
フローパルスCAを出力する。このオーバフロー
パルスCAの周波数がf₀となるように設計する。
ここにf₀＝１／T₀は第４図に示す楽音波形TWの
繰返し周波数であり、上記押下された鍵に対応し
てそれぞれの値が定められている。このアキユム
レータ１３の上位10ビツトが正弦波メモリ２の読
出し用とデコーダ３におけるゲート波形発生用に
用いられる。第６図において導線に短い斜線を付
し、小円で囲んだ数字を付記したものはその導線
で伝送されるデイジタル信号を構成する１語のビ
ツト数を示すことにする。（以下の図面に対して
も同様である。） アキユムレータ１３の出力の上位10ビツトから
MSBの１ビツトを除いた９ビツトをアドレスと
して正弦波メモリ２を読出せばその出力に2f₀の
正弦波を得る。すなわち第４図に示す時間窓W₁
に相当する部分である。第４図に示すように時間
窓がW₁からW₆まで変化する間に正弦波メモリ２
から読出される正弦波の周波数を段階的に変化す
るためデコーダ３とアドレス切換装置４とが設け
られる。 第７図はデコーダ３の一例を示す回路図で、こ
のデコーダ３はアキユムレータ１３の上位10ビツ
トの出力c₉〜c₀のうちc₉，c₈，c₇，c₆，c₅，c₄で
示す上位６ビツトを入力し、第４図にW₁，W₂，
W₃，W₄，W₅，W₆で示す時間窓を出力するデコ
ーダであり、３０１〜３０６はそれぞれインバー
タ３１１〜３１６はそれぞれアンドゲートで、図
の縦と横の線の交点に小丸を付した部分が対応す
るアンドゲートの入力端子への接続を示す（以下
の図面においても同様な表示を用いる）。第７図
に示す接続によつて第４図に時間窓W₁〜W₆とし
て示すゲート波形を発生できることは明らかであ
る。 第８図はデコーダ３の他の例を示す回路図で、
第８図において３２は７段のリングカウンタ、３
２１〜３２６はアンドゲート、３３はオアゲート
であり、c₉〜c₄は第７図のc₉〜c₄と同じく、また
CAはアキユムレータ１３のオーバフローパルス、
KONは鍵盤部１１において操作された鍵の状態
を示す信号である。リングカウンタ３２はキーオ
ン信号KONによつて初期設定されオアゲート３
３の出力によつてシフトされるので、リングカウ
ンタ３２の各段からは第７図の場合と同様な時間
窓W₁〜W₆に相当するゲート波形を発生できるこ
とは明らかである。 第９図はアドレス切換装置４の内部接続を示す
接続図で、その入力はアキユムレータ１３の上位
10ビツト（c₉〜c₀）の出力のうちMSB（c₉）を除
いた９ビツト（C₈〜C₀）で、その制御入力はデ
コーダ３から出力される時間窓W₁〜W₆である。
またアドレス切換装置４の出力は正弦波メモリ２
のアドレスとなるa₈〜a₀の９ビツトで、c₈〜c₀と
a₈〜a₀の接続は時間窓W₁〜W₆に従つて第９図に
示すように変更される。すなわちW₁の間はc₈は
a₈に、c₇はa₇にそれぞれ接続され正弦波メモリ２
からは2f₀の正弦波が読出されるが、たとえばW₂
の間はc₇はa₈に、c₆はa₇に接続され、a₀は常に論
理「０」に保たれるので、正弦波メモリ２は512
語のうち１語おきに256語だけ読出され、したが
つて4f₀の正弦波が読出されることになる。この
ようにして正弦波メモリ２の出力は第４図の波形
TWに示すようになる。 第１０図は係数発生装置１４の一例を示すブロ
ツク図で、１４０は係数メモリ、１４１は係数メ
モリ切換スイツチ、１４２はカウンタ、１４３は
比較的低い周波数のパルスを発生するクロツク発
生器、１４４はナンドゲート、１４５はアンドゲ
ートである。第６図に示すようにデコーダ３の出
力において時間窓W₁〜W₆が順次切換えられる
と、アドレス切換装置４を介し正弦波メモリ２か
ら読出される正弦波の周波数が順次切換えられる
が、この切換に同期してセレクタ５において係数
が順次切換えられて出力され、乗算回路６におい
ては、時間窓によつて定められる周波数の正弦波
の振幅を、対応する係数により制御して出力する
こととなる。第６図に示す実施例では６種の時間
窓W₁〜W₆にそれぞれ対応する６種の係数b₁〜b₆
が係数発生装置１４からセレクタ５に入力され
る。 希望の音色を有する楽音を発生するにはこれら
の係数を適当な値に設定することが必要であり、
また自然楽器におけるような音色の時間的変化を
実現するためにはそれぞれの係数をそれぞれ適当
な時間関数として変化させることが必要であり、
更に発生する音色の種類を変更するにはそれぞれ
の係数の時間関数の形を変えることが必要であ
る。このような要求から第１０図に示す係数メモ
リ１４０は、アドレスの変化に対応して変化する
値が出力される係数b₁〜b₆の記憶を複数組備え、
どの組の係数b₁〜b₆を選ぶかは演奏者が係数メモ
リ切換スイツチ１４１の切換によりあらかじめ決
定しておくものとする。 係数メモリ１４０はカウンタ１４２の計数値に
よつてアドレスされるが、カウンタ１４２にはク
ロツク発生器１４３から適当な周波数のパルスが
入力されてその計数値を増加させる。クロツク発
生器１４３はその出力周波数を調整することがで
きるものとする。また第１０図に示す実施例では
係数メモリ１４０のアドレスの最大値はカウンタ
１４２の計数の最大値と一致するよう設計され、
カウンタ１４２の出力の全ビツトが論理「１」と
なるとナンドゲート１４４を介してアンドゲート
１４５を不動作にしカウンタ１４２へのパルス入
力を阻止する。鍵盤部１１において新たに鍵が押
下されたことを示すキーオン信号KONによつて
カウンタ１４２がクリアされる。したがつて係数
メモリ１４０に記憶されている係数b₁〜b₆は信号
KONから次の信号KONまで、あるいは信号
KONからアンドゲート１４５によつてパルス入
力が阻止されるまで６個の係数b₁〜b₆が並列に読
出されてセレクタ５に入力される。 係数b₁〜b₆が第４図に示す時間窓W₁〜W₆内の
正弦波の振幅をそれぞれ制御するので、第５図の
スペクトル図について言えば、係数b₁〜b₆がそれ
ぞれ対応するスペクトルエンベロープＳ（W₁）〜
Ｓ（W₆）の振幅を制御することになる。すなわ
ち、この発明の実施例では、単一の乗算回路６に
よりスペクトルエンベロープＳ（W₁）〜Ｓ（W₆）
を互に独立して制御することができる。 乗算回路６の出力はDAC７へ入力されてアナ
ログ電圧に変換され、サウンドシステム８により
楽音として発音されるが、DAC７とサウンドシ
ステム８については従来よく知られているので、
詳細な説明は省略する。 さきに第１図と第４図との比較において説明し
たように、第４図における時間窓の時間幅は当該
時間窓を通過する正弦波の周期に対して比較的狭
く設定されており、その為第５図に示すように独
立して制御することができる周波数帯域幅が比較
的広くなり、隣接するスペクトルエンベロープが
重なりあつている。すなわち、スペクトルの制御
における周波数分解能が比較的低いということが
できる。この分解能を向上するためには時間窓の
時間幅を増大すればよく、たとえば第１図のTW
に示すよような楽音波形を発生すれば、第６図の
回路におけるよりも制御における周波数分解能を
向上することができる。 第１１図はこの発明の他の実施例を示すブロツ
ク図で、第６図と同一符号は同一又は相当部分を
示し、重複した説明は省略する。第１１図におい
て２０は1024語の容量を有する正弦波メモリ、２
１は512語の容量を有する正弦波メモリ、２２は
256語の容量を有する正弦波メモリ、６１，６２，
６３にそれぞれ乗算回路、６４は加算回路であ
る。 アキユムレータ１３の出力の上位10ビツト（c₉
〜c₀）によつて正弦波メモリ２０を読出して周波
数f₀の正弦波を連続的に出力し、アキユムレータ
１３の出力の上位10ビツト（c₉〜c₀）からMSB
（c₉）を除いた９ビツト（c₈〜c₀）によつて正弦
波メモリ２１を読出して周波数2f₀の正弦波を連
続的に出力する。上記９ビツト（c₈〜c₀）からそ
の最上位ビツトc₈を除いた８ビツト（c₇〜c₀）を
アドレス切換装置４に入力し、アドレス切換装置
４の出力によつて正弦波メモリ２２を読出して第
１図の楽音波形TWに示す波形を出力する。 第１１図に示すデコーダ３の回路は第７図又は
第８図の回路に類似するが、ただ第１図の波形で
は時間窓はW₁〜W₅の５種類であるため、第７図
及び第８図に示す時間窓W₆に関連する回路、す
なわち第７図ではインバータ３０６、アンドゲー
ト３１６を欠き、第８図ではリングカウンタ３２
が６段になつてアンドゲート３２６を欠く。した
がつてデコーダ３の入力はアキユムレータ１３の
出力の上位５ビツト（c₉〜c₅）でその出力は時間
窓W₁〜W₅である。 またアドレス切換装置４の接続は第９図に類似
するが、正弦波メモリ２２の語数が256語である
ため、第９図から入力のc₈ビツトと出力のa₈ビツ
トを省略しかつ時間窓W₆に対応する接続を省略
した接続となる。 更に係数発生装置１４は第１０図に示す回路に
類似しているが、５種類の時間窓W₁〜W₅にそれ
ぞれ対応する係数b₂〜b₆の他に、正弦波メモリ２
０，２１のそれぞれの出力に対応する係数b₀，b₁
を発生する。係数b₂〜b₆はセレクタ５に入力さ
れ、係数b₀，b₁はれぞれ乗算回路６１，６２に入
力される。 したがつて第６図の正弦波メモリ２の読出しに
類似した動作が第１１図の正弦波メモリ２２の読
出しに対して行われ、ただ第６図の場合と異な
り、各時間窓W₁〜W₅において正弦波メモリ２２
は２回あて繰返し読出され、その出力波形は第１
図の波形TWに示すとおりになる。したがつて各
時間窓W₁〜W₅に対応するスペクトルエンベロー
プは第３図にそれぞれS₄〜S₆₄として示すように
なり、このスペクトルエンベロープS₄〜S₆₄が乗
算回路６３においてそれぞれ係数b₂〜b₆によつて
独立に振幅制御されて出力される。第３図を第５
図と比較すれば明らかなように、第１１図に示す
実施例では第６図に示す実施例に比べてそれぞれ
独立に制御できる周波数帯域幅を狭くすることが
できる。ただ第１１図に示す実施例では正弦波メ
モリ２２から読み出される波形（第１図の楽音波
形TW）は第３図に示すようにf₀，2f₀の周波数成
分は殆んど含んでいないので、f₀，2f₀の成分を
発生するため正弦波メモリ２０，２１を設け、そ
の出力を乗算回路６１，６２においてそれぞれ係
数b₀，b₁によつて振幅制御し、各乗算回路６１，
６２，６３の出力を加算回路６４で合成して
DAC７に入力する。 なお、上記実施例においては、３個の正弦波メ
モリ２０，２１，２２を個々に設けるようにした
が、これは１個の正弦波メモリを設け該メモリを
時分割使用するようにしてもよいことは勿論であ
る。 第６図と第１１図に示す実施例では共にアキユ
ムレータ１３を用い、さらに第１図又は第４図に
示す楽音波形TWを発生するのに正弦波メモリ２
又は２２を用いたが、この発明はこのような特定
の方式の回路によつて限定されるものではなく、
従来公知のどのような回路を用いて楽音波形TW
を発生してもよいことは申すまでもない。 また第６図及び第１１図に示す実施例では共に
時間窓を矩形時間窓とした。矩形時間窓は時間幅
を有効に利用できるが、第２図のスペクトルS₁k
に示すようにスペクトルの拡がりが大きく、特に
いわゆるサイドロープ的なスペクトルが強く、す
なわち周波数ｆがｋ／T₀に比し相当大きな領域
でもまだ振幅が充分に小さくならず、その結果第
３図及び第５図に見られるように、所望の周波数
の点におけるスペクトルの強さを制御しようとす
るとそのスペクトルの拡がり全体が制御されて各
帯域を独立に制御することが困難にになるという
欠点がある。 この欠点を除くためには矩形以外の形の時間窓
でその周波数スペクトルにおけるサイドロープの
小さい時間窓を用いればよい。ただしこの場合は
スペクトルにおけるメインロープのひろがりを１
オクターブ以内に抑制するためには矩形時間窓よ
りも長い窓を必要とし、すなわち時間窓の時間幅
の利用率が低下するという不利がある。 第１２図はこの発明の更に他の実施例において
発生される楽音波形の一例を示す波形図であつ
て、第１２図において横軸は時間ｔ、波形TW₁，
TW₂はそれぞれ周波数f₀，2f₀の正弦波、波形
TW₄は周波数4f₀の正弦波４波を、周期T₀に等し
い時間幅の矩形以外の時間窓、たとえばハニング
窓を通過させた場合の波形を示し、TW₈は時間
幅がそれぞれT₀／２、T₀／４、T₀／８、T₀／16
のハニング窓を周波数がそれぞれ8f₀，16f₀，
32f₀，64f₀の正弦波を通過させた場合の波形を示
す。 第１２図の波形TW₄及びTW₈は第１図の波形
TWに比べ時間窓の時間幅が２倍になり、時間窓
の形状が矩形窓からハニング窓になつている。第
１２図波形TW₄に示すハニング窓の波形をフー
リエ分析すれば明らかなように、第２図にS₁kで
示す矩形窓のスペクトルにおいて見るような強い
サイドロープ（周波数ｋ／2T₀以上の周波数領域
におけるスペクトル）はハニング窓のスペクトル
では十分減衰し、かつ第１２図のハニング窓の時
間幅が第１図の矩形窓の時間幅の２倍になつてい
るのでメインローブの幅も矩形窓における幅と同
程度となつている。 スペクトル制御における周波数分解能を向上す
るためには時間窓の時間幅を大きくし、かつスペ
クトル制御における周波数分解能の向上に有害な
サイドロープ的スペクトル分布を減衰させるため
には、時間窓を矩形窓からハニング窓へ変えれば
よい。 以上第６図，第１１図に示す実施例では、各時
間窓の時間幅は楽音の周期T₀に対し整数分の１
とし、当該時間窓を通過する正弦波すなわち振動
波形の周期とその時間窓の時間幅の比をも整数値
とし、その結果、時間窓波形によつて振幅制御さ
れる振動波形の周波数が楽音の音高周波数の整数
倍となるようにしている。しかし、これに限ら
ず、各時間窓の幅とその時間窓を通過する振動波
形すなわち例えば正弦波の周期とを、楽音の周期
T₀に対して夫々非整数分の１とし、これにより
振動波形の周波数が楽音の音高周波数の非整数倍
となるようにすることもできる。 たとえば各時間窓の幅を2Tw／ｋ（但し、Tw
はTw＜T₀の条件を満足する数値であり、従つて
楽音の音高すなわちT₀に応じて変化する）とし
て当該時間窓を通過する正弦波すなわち振動波形
の周波数をｋ／Twとし、kw＝４，８，16，32，
64として楽音の周期T₀に対しT₀≧（2Tw／４＋
2Tw／８＋2Tw／16＋2Tw／32＋2Tw／64）の
関係を保てば、第１図の波形TWに示す波形に類
似した波形を発生できることは明らかであり、た
だしこの場合上記Twが楽音周期T₀に対して非整
数比の関係となる。この場合にも上記波形は正確
に楽音周期T₀で繰返されるのでこの波形を分析
して得られる線スペクトルはf₀＝１／T₀の整数倍
の周波数の線スペクトルになる。しかし、ｋ／
Twが楽音の周波数１／T₀に対して非整数倍であ
るので、得られる移動フオルマントの中心周波数
ｋ／Twは楽音の倍音周波数の位置からずれてい
る（第１３図参照）。これにより音色を制御する
ことができる。 第１３図はこの発明の更に他の実施例における
スペクトルの一例を示すスペクトル図でTw／
Toの場合、T₀時間ごとに2Tw／４の間正弦波
Asin4（2π／Tw）ｔを通過させた場合のスペクト
ルエンベロープと線スペクトルとの関係を示す。
第１３図においてSwはスペクトルエンベロープ
でその頂点は第２図に関する説明から明らかなよ
うに４／Twの点であり、これに対し実際に発生
する周波数はf₀＝１／T₀の整数倍である3f₀，4f₀，
5f₀，6f₀…の周波数の線スペクトルである。 第１３図において第３図に示すスペクトルエン
ベロープのうちスペクトルエンベロープS₄に対応
するスペクトルエンベロープの例について説明し
たが、第３図に示す他のスペクトルエンベロープ
S₈〜S₆₄に対応する各スペクトルエンベロープに
ついても同様に、各スペクトルエンベロープの形
は上記Twで定まり、これに対し実際に発生する
周波数はf₀＝１／T₀の整数倍となることは明らか
である。 第１４図はこの発明の更に別の実施例を示すブ
ロツク図で、第１５図は第１４図の正弦波メモリ
２２から読出される波形の一例を示す波形図であ
る。第１４図に示す回路では同一オクターブの叛
意内の楽音周波数に対しては正弦波メモリ２２か
ら読出される波形を一定に保ち、楽音周波数のオ
クターブが変わると正弦波メモリ２２から読出さ
れる波形を第１５図に示すように変更する切換を
行つている。また上記波形の繰返し周波数は常に
楽音周波数と一致しかつその波形の起点は楽音周
波数の所定位相点に同期するよう制御される。 第１４図の回路では４種類のオクターブ、すな
わち第１オクターブ（OC1）、第２オクターブ
（OC2）、第３オクターブ（OC3）、第４オクター
ブ（OC4）を有し、それぞれのオクターブにおい
て正弦波メモリ２２から読出される波形は第１５
図にTW（OC1）、TW（OC2）、TW（OC3）、TW
（OC4）として示すとおりである。この波形TW
（OC1）〜TW（OC4）にそれぞれ対応する楽音の
周期は第１５図にT₀₁〜T₀₄として示すとおりで
あつて、第１５図の横軸の時間ｔに対し波形WT
（OC1）〜TW（OC4）の時間幅は不要であるが
T₀₁〜T₀₄の長さは変化する。 第１５図の波形からわかるように、オクターブ
が変つても第１４図の正弦波メモリ２２から読出
される正弦波の最高周波数は常に一定である。そ
のため波形がTW（OC1）〜TW（OC4）と変化し
ても、その波形に対応するスペクトルの上限の周
波数は変わらない。すなわち波形TW（OC1）の
スペクトルエンベロープは第３図のスペクトルエ
ンベロープS₈〜S₆₄に相当し、波形TW（OC2）、
TW（OC3）、TW（OC4）のスペクトルエンベロ
ープは、それぞれ第３図のスペクトルエンベロー
プS₈〜S₆₄，S₁₆〜S₆₄，S₃₂〜S₆₄に相当する。第３
図のスペクトルエンベロープS₆₄よりも更に高い
周波数の領域は不可聴周波数の領域に入り音色に
影響することが少ないので、オクターブの種類に
従つて第１５図に示すような発生波形の切換を行
い、波形発生回路を簡単化してある。 第１４図において第１１図と同一符号は同一又
は相当部分を示し、１５はエンコーダで、鍵盤部
１１で押下された鍵の音高に対応する情報をオク
ターブコードOCCと音名コードNTCとにコード
化して出力する。オクターブコードOCCは上述
の４種類のオクターブOC1〜OC4を表す２ビツト
のデータで、音名コードNTCは12音名を表す４
ビツトのデータである。１２１，１２２はそれぞ
れ第１及び第２の周波数情報メモリで、第１１図
の周波数情報メモリ１２に相当し、周波数情報メ
モリ１２１はオクターブコードOCCを入力して
対応する数値Fwを出力し、周波数情報メモリ１
２２はオクターブコードOCCと音名コードNTC
を入力して第１１図の周波数情報メモリ１２と同
じく数値F₀を出力する。１６，１７はそれぞれ
乗算回路で、これら乗算回路の動作については後
で説明するが、第１４図にWOW及びVIBとして
示す乗算入力がない場合はそれぞれ数値Fw及び
F₀をそのまま出力する。１３１は第１のアキユ
ムレータ、１３２は第２のアキユムレータであつ
て、それぞれ第１１図のアキユムレータ１３に相
当し、アキユムレータ１３１はクロツクφごとに
数値Fwを累算しその上位の８ビツト（c₇〜c₀）
によつてアドレス切換装置４３を介して正弦波メ
モリ２２を読出すことは、第１１図のアキユムレ
ータ１３の上位８ビツト（c₇〜c₀）の出力により
アドレス切換装置４を介して正弦波メモリ２２を
読出す動作と同じである。１８はフリツプフロツ
プである。アキユムレータ１３２は第６図のアキ
ユムレータ１３と同じく楽音周波数のオーバフロ
ーパルスCAを出力しフリツプフロツプ１８を介
してアキユムレータ１３１をクリアする。したが
つて正弦波メモリ２２が読出される最初のアドレ
スは上記オーバーフローパルスCAに同期され、
第１５図に示すように波形TW（OC1）〜TW
（OC4）の起点は楽音周期T₀₁〜T₀₄の起点にそれ
ぞれ同期される。３０はデコーダで、第１１図の
デコーダ３に相当し、４３はアドレス切換装置で
第１１図のアドレス切換装置４に相当する。 更に第１４図の回路では第１１図の回路と同じ
く係数発生装置１４、正弦波メモリ２０，２１、
乗算回路６１，６２、加算回路６４、DAC7、サ
ウンドシステム８を備えているが、これらは第１
１図と同様であるので第１４図には示してない。
第１４図において正弦波メモリ２０，２１（図面
に示してない）はアキユムレータ１３２の出力に
よつてアドレスされる。 第１６図は第１４図のデコーダ３０の一例を示
す回路図で、第７図と同一符号は同一又は相当部
分を示し、３４，３５，３６はそれぞれアンドゲ
ート３７，３８はそれぞれオアゲートであつて、
第７図に準じアキユムレータ１３１の上位の５ビ
ツト（c₉〜c₅）を入力してアンドゲート３１１〜
３１５から時間窓W₁〜W₅を出力するが、オクタ
ーブコードOCCの２ビツトのオクターブの種類
OC1〜OC3を表す信号にデコードし、オアゲート
３７，３８、アンドゲート３４，３５，３６によ
つてオクターブOC1，OC2，OC3，OC4に応じ
W₁〜W₅，W₁〜W₄，W₁〜W₃、及びW₁，W₂の
時間窓をそれぞれ出力する。オクターブが上ると
アキユムレータ１３１の出力周波数が高くなり、
したがつて時間窓の時間幅が狭くなり、たとえば
オクターブOC4における時間窓W₁の幅はオクタ
ーブOC1における時間窓W₄の幅に等しくなる。 アドレス切換装置４３の接続は第１１図アドレ
ス切換装置４の接続と同様であり、ただオクター
ブの種類によつては第１６図に示すように時間窓
W₁〜W₅のうちの一部だけが出力されるのでアド
レス切換装置４３では制御入力として入力された
時間窓の種類だけの切換が行われる。 以上のようにして正弦波メモリ２２からはオク
ターブコードOCCに応じ、第１５図TW（OC1）
〜TW（OC4）に示す波形が出力される。セレク
タ５は第１１図のセレクタ５と同様であるが、デ
コード３０から出力される時間窓の数は先に説明
したとおりオクターブの種類によつて変化するの
で、セレクタ５からは入力される時間窓に対応す
る係数だけが出力されて乗算回路６３において第
１５図に示す波形TW（OC1）〜TW（OC4）のそ
れぞれ対応する正弦波の振幅を制御する。 したがつて第１４図の正弦波メモリ２２から出
力される波形のスペクトルエンベロープはオクタ
ーブOC1では第３図に示すスペクトルエンベロー
プS₄，S₈，S₁₆，S₃₂，S₆₄の如くなり、これに対
し楽音の基本周波数は第３図f₀を上限として１オ
クターブの範囲内で変化し、オクターブOC2では
第３図スペクトルエンベロープS₈，S₁₆，S₃₂，
S₆₄の如くなり、これに対し楽音の基本周波数は
第３図2f₀―f₀の範囲内で変化し、オクターブOC3
では第３図スペクトルエンベロープS₁₆，S₃₂，
S₆₄の如くなり、これに対し楽音の基本周波数は
第３図4f₀―2f₀の範囲内で変化し、オクターブ
OC4では第３図スペクトルエンベロープS₃₂，S₆₄
の如くなり、これに対し楽音の基本周波数は8f₀
―4f₀の範囲内で変化する。乗算回路６３におい
て各正弦波の振幅が係数b₂〜b₆により各独立に時
分割制御される結果、オクターブOC1では第３図
のスペクトルエンベロープS₄〜S₆₄に相当する部
分の強さが係数b₂〜b₆により制御され、オクター
ブOC2ではスペクトルエンベロープS₈〜S₆₄に相
当する部分の強さが係数b₃〜b₆により制御され、
オクターブOC3ではスペクトルエンベロープS₁₆
〜S₆₄に相当する部分の強さが係数b₄〜b₆により
制御され、オクターブOC4ではスペクトルエンベ
ロープS₃₂，S₆₄に相当する部分の強さが係数b₅と
b₆によつて制御される。 また第１３図に示すスペクトルエンベロープ
Swと各線スペクトルの関係から容易に理解でき
るように、fw＝１／Twとfo＝１／T₀の周波数関
係に微小な変動を与えることによつてスペクトル
変動をともなうビブラート効果を得、或はスペク
トル変動をともなうワウワウ効果を得ることがで
きる。 第１４図の乗算回路１６は数値Fwに対し数値
１を中心に微小な変動をする係数（図面にWOW
として示す係数）を常じ、第１３図のスペクトル
エンベロープSwに対し横軸（周波数軸）方向の
平行移動的な変動を与え、その際乗算回路１７の
出力数値が一定であれば第１３図の各線スペクト
ルの横軸上の位置は変わらないのでスペクトルエ
ンベロープSwの変動にともない各線スペクトル
の強さが変化しワウワウ効果を得ることができ
る。また乗算回路１７は数値Foに対し数値１を
中心として微小な変動をする係数（図面にVIBと
して示す係数）を乗じ、その際乗算回路１６の出
力数値が一定であれば第１３図のスペクトルエン
ベロープSwは一定で各線スペクトルの横軸上の
位置が移動してビブラート効果を得ることができ
る。ところで、以上の説明では、第１の周波数情
報メモリ１２１は各オクターブに対応して数値
Fwを記憶しているように説明したが、メモリ１
２１には最低オクターブ（OC1）に対する数値
Fwのみを記憶しておき、他の上位オクターブ
（OC2〜OC4）に対しては該数値Fwを１ビツトず
つシストして上位オクターブ用の数値Fwを得る
ようにしてもよい。この場合、メモリ１２１に記
憶する数値FwをFw＝1.0とすればメモリ１２１
の構成は非常に簡単となる。更に、メモリ１２１
およよび乗算回路１６を含めて、 （１＋Δ）・2^(oct-1) 但し、ΔはWOW用係数であり、octは各オク
ターブを表わす数値である； の演算を行なう演算回路としてもよい。 以上説明した実施例ではすべて正弦波を時間窓
を通過させる場合について記述したが、この発明
では正弦波に限定されることなく任意の振動波形
を時間窓を通過させてもよいことは申すまでもな
い。 また以上説明した実施例では発生する正弦波の
周波数を階段的に変化したが、周波数を連続的に
変化しても同様な効果を得ることができる。 第１７図はこの発明の更に他の実施例を示すブ
ロツク図で、第６図と同一符号は同一又は相当部
分を示し同様の動作をするので、その説明を省略
する。２８は波形発生装置で、アキユムレータ１
３のオーバフローパルスCAを起点として周波数
が連続的に変化する正弦波を発生し、この正弦波
を次のオーバフローパルスCAが到来する以前に
終了させる。１９は波形発生装置２８の出力正弦
波の周波数変化に対応して値が変化し、かつキー
オン信号KONを起点とする時間関数として上記
値が変化する係数（第６図の回路における係数b₁
〜b₆に相当する係数）を出力する係数発生装置で
ある。 周波数が連続的に変化する正弦波を発生する回
路は、無線通信装置における周波数変調回路や各
種の測定機における周波数掃引回路等として従来
よく知られており、第１７図の波形発生装置２８
としては、従来公知のどのような回路を用いても
よい。第１８図は第１７図の波形発生装置２８の
一例を示すブロツク図で、２は第６図の正弦波メ
モリ２と同様な正弦波メモリ、１２３は周波数情
報メモリで、第１４図の第１の周波数情報メモリ
１２１に相当し、１３３はアキユムレータで、第
１４図の第１のアキユムレータ１３１に相当し、
２８１，２８２はアンドゲート、２８３はオアゲ
ート、２８４はインバータ、２８５はシフトレジ
スタ、２８６は乗算回路、２８７はフリツプフロ
ツプである。 鍵盤部１１で押下された鍵の音高に対応する数
値Ｒが周波数情報メモリ１２３から読出されアン
ドゲート２８１、オアゲート２８３を経てアキユ
ムレータ１３３において累算される。但し数値Ｒ
がアキユムレータ１３３に入力されるのは第１７
図のアキユムレータ１３からオーバフローパルス
CAが出力される時点ごとであつて、その他の時
点においてはオアゲート２８３の出力が乗算回路
２８６、シフトレジスタ２８５、アンドゲート２
８２を循環して毎クロツク時点ごとに定数ｋが乗
ぜられた値がアキユムレータ１３３において累算
される。したがつてアキユムレータ１３３に加算
される数値R′は指数関数的に変化し、その結果
アキユムレータ１３３の上位９ビツトをアドレス
として読出される正弦波メモリ２の出力周波数は
指数関数的に変化する。 乗算回路２８６からキヤリイパルスが出力され
た時点でフリツプフロツプ２８７をセツトし、ア
キユムレータ１３からのオーバフローパルスCA
によつてフリツプフロツプ２８７をリセツトし
て、正弦波メモリ２から読出される波形の起点を
楽音周波数の所定位相点に同期しかつ上記波形を
楽音周期内に終了させる。 第１９図は第１７図の係数発生装置１９の一例
を示すブロツク図で、第１０図と同一符号は同一
部分を示し同一動作をするので重複した説明は省
略する。１４６は第１０図の係数メモリ１４０に
相当する係数メモリである。また１９１はエンベ
ロープ情報メモリ、１９２はアキユムレータ、１
９３はアンドゲート、１９４はフリツプフロツプ
である。 第１０図に示す係数発生装置１４からは係数b₁
〜b₆が並列に読出されるが、第２３図に示す係数
発生装置１９からは上記b₁〜b₆に対応する係数が
波形発生装置２８から読出される正弦波の周波数
の変化に同期して変化するよう時間的に直列に読
出される。したがつて係数メモリ１４６は第１０
図の係数メモリ１４０と同様カウンタ１４２の出
力でアドレスされると同時に波形発生装置２８の
出力周波数の変化に同期して変化するアキユムレ
ータ１９２の出力によつてアドレスされる。アン
ドゲート１９３はアキユムレータ１９２の出力の
論理が全ビツト論理「１」となつたときフリツプ
フロツプ１９４をセツトし、またフリツプフロツ
プ１９４はアキユムレータ１３のオーバフローパ
ルスCAによつてリセツトされるので、楽音波形
発生装置２８の出力周波数の変化に同期して変化
し、かつキーオン信号KONを起点とする時間関
数として変化する係数が係数メモリ１４６から出
力される。エンベロープ情報メモリ１９１は鍵盤
部１１で押下される鍵の音高に対応するデイジタ
ル数値を出力してアキユムレータ１９２に入力
し、この数値と第１８図の周波数情報メモリ１２
３から出力されるデイジタル数値Ｒとの関連によ
つて波形発生装置２８の出力周波数の変化と係数
発生装置１９から出力する係数の変化との間の所
定の関係を保つている。 周波数が連続的に変化する正弦波の周波数スペ
クトルは、周波数変調波のスペクトルとして従来
からよく解析されているのでその説明を省略する
が、第１７図の回路により上述の各実施例で発生
しがちであつた各正弦波の不連続点での非制御性
高調波の発生を阻止することができ、有利な制御
ができることは明らかである。 以上、この発明の各種の実施例を、それぞれ図
面に示す特定の回路に関連して説明したが、この
発明がこれらの実施例によつて限定され、もしく
は図面に示す特定の回路によつて限定されるもの
でないことは申すまでもない。 最後に、本発明における各構成要件と上述の実
施例との対応関係を概略示すと次の通りである。 音高指定手段：鍵盤部１１ アドレス信号発生手段：周波数情報メモリ１
２，１２１，１２２，１２３とアキユムレータ１
３，１３１，１３２，１３３の部分 アドレス信号変換手段：アドレス切換装置４，
43、並びに波形発生装置２８内の乗算回路２８
６、シフトレジスタ２８５、アンドゲート２８
２、オアゲート２８３のループ 振動波形発生手段：正弦波メモリ２，２１，２
２ 制御波形発生手段：デコーダ３，３０とセレク
タ５及び係数発生装置１４の部分、並びに係数発
生装置１９ 振幅制御手段：乗算器６，６２，６３ 実施態様について示すと、前記制御波形発生手
段は、前記アドレス信号発生手段で発生されたア
ドレス信号に従つて制御波形を発生するものであ
る。これは、実施例において、アキユムレータ１
３の出力信号をデコーダ３でデコードし、デコー
ド出力に応じた矩形波形でセレクタ５で係数発生
装置１４の出力を選択し、結果として、選択され
た係数値の矩形波形からなる制御波形を発生する
ことに対応している。 別の実施態様について示すと、前記アドレス信
号変換手段は、前記Ｎを楽音の１周期内において
時間的に変化させるものである。このアドレス信
号変換手段におけるＮ倍は整数倍であつてもよい
し、非整数倍であつてもよい。 別の実施態様について示すと、前記アドレス信
号発生手段は、前記音高指定手段で指定された音
高を表わす情報を変調し、この変調された情報に
応じて繰返し変化するアドレス信号を発生するも
のである。これは、第１４図の実施例において、
周波数情報メモリ１２１，１２２の出力を係数
WOW，VIBで変調することに対応している。 別の実施態様について示すと、前記制御波形発
生手段は、前記音高周波数の１周期内の所定の時
間幅を持つ時間窓波形を前記制御波形として発生
するものである。これは、実施例において、セレ
クタ５から出力される制御波形がデコーダ３の出
力に応じた所定の時間幅を持つ時間窓波形である
ことに対応している。 〔発明の効果〕 以上の説明によつて明らかなように、この発明
によれば、簡単な構成によつて移動フオルマント
特性の楽音信号を発生することができるという優
れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例において発生され
る楽音波形の一例を示す波形図、第２図は第１図
に示す波形のスペクトル構成を説明するスペクト
ル図、第３図は第１図に示す楽音波形のスペクト
ルエンベロープを示すスペクトル図、第４図はこ
の発明の他の実施例において発生される楽音波形
の一例を示す波形図、第５図は第４図に示す楽音
波形のスペクトルエンベロープの形を示すスペク
トル図、第６図はこの発明の一実施例を示すブロ
ツク図、第７図は第６図のデコーダの一例を示す
回路図、第８図は第６図のデコーダの他の例を示
す回路図、第９図は第６図のアドレス切換装置の
内部接続を示す接続図、第１０図は第６図の係数
発生装置の一例を示すブロツク図、第１１図はこ
の発明の他の実施例を示すブロツク図、第１２図
はこの発明の他の実施例において発生される楽音
波形の一例を示す波形図、第１３図はこの発明の
更に他の実施例を示すブロツク図、第１４図はこ
の発明の更に他の実施例において発生される楽音
波形の一例を示す波形図、第１５図は第１４図に
示す波形のスペクトルエンベロープを示すスペク
トル図、第１６図はこの発明の更に他の実施例を
示すブロツク図、第１３図はこの発明の更に他の
実施例におけるスペクトルの一例を示すスペクト
ル図、第１４図はこの発明の更に他の実施例を示
すブロツク図、第１５図は第１４図の回路で発生
される波形の一例を示す波形図、第１６図は第１
４図のデコーダの一例を示す回路図、第１７図は
この発明の更に他の実施例を示すブロツク図、第
１８図は第１７図の波形発生装置の一例を示すブ
ロツク図、第１９図は第１７図の係数発生装置の
一例を示すブロツク図である。 １１…鍵盤部、１２，１２１，１２２，１２３
…周波数情報メモリ、１３，１３１，１３２，１
３３…アキユムレータ、１４，１９…係数発生装
置、１５…エンコーダ、２，２０，２１，２２…
正弦波メモリ、３，３０…デコーダ、４…アドレ
ス切換装置、５…セレクタ、６，６１，６３…乗
算回路、６４…加算回路、７…DAC、８…サウ
ンドシステム。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 発生すべき楽音の音高を指定するための音高
   指定手段と、 前記音高指定手段で指定された音高の音高周波
   数に対応するレートで繰返し変化するアドレス信
   号を発生するアドレス信号発生手段と、 前記アドレス信号発生手段から発生される前記
   アドレス信号を、前記音高指定手段で指定された
   音高の音高周波数のＮ倍（ただしＮは１よりも大
   きい）の周波数に対応するレートで繰返し変化す
   るアドレス信号に変換するアドレス信号変換手段
   と、 所定の波形の波形データを記憶した波形記憶手
   段を有し、前記アドレス信号変換手段によつて変
   換されたアドレス信号に従つて該波形記憶手段か
   ら記憶波形データを繰返し読み出すことにより、
   前記音高周波数のＮ倍の周波数を有する振動波形
   を発生する振動波形発生手段と、 前記音高指定手段で指定された音高に対応する
   周期で制御波形を繰返し発生する制御波形発生手
   段と、 前記振動波形発生手段で発生された振動波形の
   振幅を前記制御波形によつて制御する振幅制御手
   段と を具え、前記振幅制御手段から、前記音高指定
   手段で指定される音高の変化に追従してフオルマ
   ント特性が変化する移動フオルマント特性を持つ
   楽音信号を得るようにしたことを特徴とする楽音
   信号形成装置。 ２ 前記制御波形発生手段は、前記アドレス信号
   発生手段で発生されたアドレス信号に従つて制御
   波形を発生するものである特許請求の範囲第１項
   記載の楽音信号形成装置。 ３ 前記アドレス信号変換手段は、前記Ｎを楽音
   の１周期内において時間的に変化させるものであ
   る特許請求の範囲第１項記載の楽音信号形成装
   置。 ４ 前記アドレス信号発生手段は、前記音高指定
   手段で指定された音高を表わす情報を変調し、こ
   の変調された情報に応じて繰返し変化するアドレ
   ス信号を発生するものである特許請求の範囲第１
   項記載の楽音信号形成装置。 ５ 前記制御波形発生手段は、前記音高周波数の
   １周期内の所定の時間幅を持つ時間窓波形を前記
   制御波形として発生するものである特許請求の範
   囲第１項記載の楽音信号形成装置。