JPH0516203B2 - - Google Patents

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JPH0516203B2
JPH0516203B2 JP57209875A JP20987582A JPH0516203B2 JP H0516203 B2 JPH0516203 B2 JP H0516203B2 JP 57209875 A JP57209875 A JP 57209875A JP 20987582 A JP20987582 A JP 20987582A JP H0516203 B2 JPH0516203 B2 JP H0516203B2
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  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明はオーデイオ信号を角度変調した上で
回転磁気ヘツドにより映像信号とともに記録し、
またこれを再生するようにした磁気記録再生装置
などに適用して好適な発振器に関する。
背景技術とその問題点 例えば、ヘリカルスキヤン形VTRにおいては、
高密度記録方式などを採用することによつて単位
時間当りのテープ消費量が大幅に少なくなつてい
るが、このテープ消費量の改善に伴つて、磁気テ
ープの走行速度も毎秒1.33cm程度と非常に遅くな
つている。このため、オーデイオ信号を記録する
固定ヘツドと磁気テープとの間の相対速度も遅く
なるから、当然のことながら記録されるオーデイ
オ信号の質が低下し、ハイフアイな音を楽しむこ
とができない。
そのため、オーデイオ信号をFM変調した上
で、映像信号とともに回転磁気ヘツドを用いて記
録し、これを再生するような記録・再生方式を採
用することにより、音質を改善しようとする試み
がなされている。
この新しい記録・再生方式を低域変換FM記録
方式（Ｍ方式）に適用する場合には、第１図に示
すように低域変換された搬送式信号SCとFM変調
された輝度信号SYの各帯域の間に、FM変調され
たオーデイオ信号Ａ−FMが周波数多重される。
この例では、左及び右の各オーデイオ信号SL，
SRを分離して夫々FM変調すると共に、隣接チヤ
ンネルのクロストーク成分による零ビート障害を
軽減するため、隣接チヤンネル間に記録される
FMオーデイオ信号のキヤリヤ周波数が互に一致
しないようにしてある。
例えば、左オーデイオ信号SLでキヤリヤ周波数
1，2（2＝1＋c、cは例えば150kHz）がFM変
調され、右オーデイオ信号SRでキヤリヤ周波数
3，4（3＝2＋c，4＝3＋c）がFM変調さ
れ
る。そして、あるトラツクTpでは第２図に示す
ように、1と3をキヤリヤ周波数とする左及び右
FMオーデイオ信号SL1，SR3が記録され、次のト
ラツクTeでは2と4をキヤリヤ周波数とする左
及び右FMオーデイオ信号SL2，SR4が記録される。
第３図はFMオーデイオ信号SL1〜SL4を得る信
号変換回路１０の一例である。この図はヘテロダ
イン方式によつてキヤリヤ周波数1から2（3か
ら4）を形成してFMオーデイオ信号SL1〜SL4を
形成するようにした場合で、図はFMオーデイオ
信号SL1及びSL2を形成する具体例である。
第３図において端子１に供給された左のオーデ
イオ信号SLはFM変調器２でFM変調されて1を
キヤリヤ周波数とするFMオーデイオ信号SL1が
形成され、これが第１のミキサ（この例では平衡
変調器）３に供給される。
２０は周波数cを発振する発振器で、発振出力
たる単一信号SCは位相シフト回路５でπ／２だけ
位相シフトされた後、第１のミキサ３に供給され
る。
一方、FMオーデイオ信号SL1は更に位相シフ
ト回路６でπ／２だけ位相シフトされた後、第２
のミキサ７に供給される。これに対し単一信号SC
は、そのままこの第２のミキサ７に供給される。
第１のミキサ出力はアンプ８を介して、第２のミ
キサ出力はAGCアンプ９を介して夫々合成器１
１に供給される。１２はAGC電圧を形成するた
めのレベル検出回路であつてこの例では、第１の
ミキサ出力に第２のミキサ出力のレベルが一致す
るようにAGCアンプ９が制御される。
続いて、この信号変換回路１０の動作を説明す
るが、説明の便宜上無変調時のFMオーデイオ信
号SL1を取扱う。このとき信号電圧を夫々図のよ
うに定めると、 vp＝Acosω1t ……(1) Ａ：振幅 ω1＝2π1 1 ：キヤリヤ周波数 vc＝A′cosωcｔ ……(2) A′：振幅 ωc＝2πc c ：単一周波数 とした場合には、 vp′＝Acos（ω1t＋π／２）＝Asinω1t ……(3) vc′＝A′cos（ωcｔ＋π／２）＝A′sinωcｔ……(4
) ∴v1＝vp・vc′ ＝K1cosω1t・sinωcｔ（K1＝Ａ・A′） ＝K1／２｛sin（ω1＋ωc）ｔ−sin（ω1−ωc
） ｔ｝ ……(5) また、 v2＝vp′・vc ＝K2sinω1t・cosωcｔ（K2＝Ａ・A′） ＝K2／２｛sin（ω1＋ωc）ｔ−sin（ω1−ωc
） ｔ｝ ……(6) K1＝K2であれば、 v0＝v1＋v2 ＝Ksin（ω1＋ωc）ｔ ……(7) Ｋ＝K1＝K2 となる。
このように、周波数混合することにより、(5)式
あるいは(6)式に示すようにキヤリヤ周波数1を中
心にして上下に1＋c及び1−cに夫々周波数変
換された第１及び第２の変換出力（上下の側波帯
成分）が発生する。そして、第１及び第２のミキ
サ３，７に入力する信号の位相を適当に定めると
共に、第１及び第２のミキサ出力v1，v2のレベル
K1，K2が等しくなるようにコントロールすれば、
第１及び第２のミキサ出力v1，v2を合成するだけ
でキヤリヤ周波数1よりcだけ高い方に周波数変
換された変換出力、すなわちFMオーデイオ信号
SL2が得られることになる。
この関係は、オーデイオ信号SRによつてFM変
調されFMオーデイオ信号SR3を周波数変換して
キヤリヤ周波数3よりcだけ高い方の変換出力、、
すなわちFMオーデイオ信号SR4を得る場合にも
成立する。
なお、FMオーデイオ信号SR4を周波数変換し
てキヤリヤ周波数4よりもcだけ低い方の変換出
力、すなわちFMオーデイオ信号SR3を得る場合
には、合成器１１として減算器を使用し、第２の
ミキサ出力v2から第１のミキサ出力v1を減算すれ
ばよい。
再生系においても同じような信号変換回路が使
用される。
ところで、この信号変換回路１０に用いられる
単一信号Scの発振器２０としては、一般に第４
図で示すような水晶振動子を使用したコルピツツ
発振器が使用される。
図において、Qaは増幅用のトランジスタ、C1，
C2は帰還容量を定めるコンデンサ、Ｘは水晶振
動子である。
上述した信号変換回路１０に用いられる、単一
信号Scは基本周波数c以外の高調波成分を含むと
これがスプリアスとなつて他の信号系に影響を及
ぼすので、できるだけ単一モードの信号であるこ
とが望ましい。
しかし、第４図に示すようなコルピツツ発振器
２０では高次のモードも含むので、希望する単一
信号成分を得ることは困難であると共に、上述の
ように発振周波数cが150kHz程度と比較的低い
場合には、コンデンサC1びC2の容量が比較的大
きくなるからIC化する場合には、これ外付けす
る必要がある。そのためこのような場合には、少
なくとも２個の外部端子１９ａ，１９ｂを必要と
する。
また、発振出力である単一信号Scの歪をでき
るだけ少なくするためには帰還容量C1，C2の調
整を正確に行なう必要があるが、この調整は煩雑
である。更に一定の帰還容量を得るため、トラン
ジスタQaのエミツタに接続された抵抗器REを出
力端子２０ａに得られる単一信号Scの出力に基
づいて制御する場合にも、この回路がIC化され
てる場合には、抵抗器REを簡単には制御するこ
とができない。
従つて、図に示すような回路構成のもとでは低
歪発振出力を簡単に得ることができない。
発明の目的 そこでこの発明では、IC化に好適で、しかも
低歪発振出力が得られるような発振器を提案する
ものである。
発明の概要 そのため、この発明で初段アンプ２１Ａと終段
アンプ２１Ｂと、この終段アンプ２１Ｂの出力と
初段アンプ２１Ａの増幅用トランジスタQ1のベ
ース入力端子間に直列接続されているコンデンサ
Ca及び抵抗Raから成る帰還回路と、初段アンプ
２１Ａの入力端子と基準電位間に並列接続された
コンデンサCb及び抵抗Rbと、初段アンプ２１Ａ
の増幅用トランジスタQ1のエミツタ基準電位間
に接続された水晶振動子Ｘと、終段アンプ２１Ｂ
の出力信号に応じてこの終段アンプ２１Ｂを制御
るAGC制御回路２３とを具備して成ることを特
徴とする発振器である。
実施例 続いて、この発明に係わる発振器の一例を第５
図以下を参照して詳細に説明する。
この発明に係わる発振器２０は、初段のアンプ
２１Ａと終段のアンプ２１Ｂとを有し、出力端子
２０ａに得られた出力信号たる単一信号Scは、
直列接続されたコンデンサCa及び抵抗器Ra更に
は並列接続されたコンデンサCb及び抵抗器Rbよ
りなる帰還回路２２を介して初段のアンプ２１Ａ
に帰還される。
この帰還回路２２の共振周波数は水晶振動子Ｘ
の発振周波数cと同一か若しくはその近傍に選ば
れる。
この発明では、この初段アンプ２１Ａに水晶振
動子Ｘを接続することにより系全体の総合利得が
発振条件以上の利得となるように選定する。従つ
て、水晶振動子Ｘを接続していない時の総合利得
は発振条件を満たさない。
尚、２３はAGC制御回路であつて、その出力
により終段のアンプ２１Ｂの利得が制御され、端
子２０ａには常に一定の利得を有する単一信号
Scが出力されるようになされる。
水晶振動子Ｘ及びAGC制御回路２３を接続し
ないこの回路２０はウインブリツジ型の発振器の
構造と同一である。そして、水晶振動子Ｘを接続
しない時の総合利得（AGC制御後の総合利得）
は発振条件となる臨界利得よりも若干小さく選定
される。臨界利得が３である場合で、水晶振動子
Ｘがないときの利得特性の一例を示せば、第６図
Ａのような曲線となる。
これに対し、発振周波数をcとする水晶振動子
Ｘを接続した時には、その時の総合利得が臨界利
得よりも大きくなるように選定される。その結果
水晶振動子Ｘが接続された時のみこの発振器２０
の発振動作が行なれる。その利得特性を第６図Ｂ
に示す。
さて周知のように、コンデンサと抵抗器で構成
されたCR形の発振器は一般にその安定度が悪い。
これに対し水晶振動子を使用した発振器の安定度
は非常に高い。しかしながら、水晶振動子におい
ても基本周波数cの他に高次の周波数成分が存在
するので発振出力が歪んでしまう欠点がある。
ところが、この発明のように帰還回路２２があ
ると、これによつて高次の周波数成分が抑圧さ
れ、しかも基本周波数cにおいてのみ発振するよ
うになされているので、発振出力中の歪成分が十
分抑圧されて出力される。
この場合、高次の周波数成分をさらに少なくす
るには、発振器２０を発振利得状態で動作させる
のがよい。ところが、このように臨界利得を持つ
回路で動作させると発振動作が極めて不安定にな
る恐れがある。
そこで、この発明では更にAGC制御系を設け、
終段のアンプ２１Ｂの利得制御することにより、
即ち総合利得が常に発振の臨界利得より若干大き
くなるようにAGC制御するものである。これに
よつてこの発振器２０は、安定に動作すると共に
ほぼ基本モードで発振することになるから、高次
の成分を従来よりも格段に抑圧することができ
る。なお、AGC制御範囲は水晶振動子Ｘを接続
したときの総合利得の変動分であるので非常に狭
く、従つてAGCがかけ易くなる。
第７図は上述した発振器２０の具体例である、
第７図におて、アンプ２１Ａは増幅用のトランジ
スタQ1を有し、そのコレクタ抵抗器Rcとエミツ
タ抵抗器REとの比によつてその利得がほぼ定ま
る。水晶振動子Ｘは図のように抵抗器Rxを介し
てトランジスタQ1のエミツタに接続される。
終段のアンプ２１Ｂ、即ちAGCアンプ２１Ｂ
は図のように一対のトランジスタQ2，Q3よりな
る差動アンプで構成され、トランジスタQ3のコ
レクタよりエミツタフロアのトランジスタQ4を
介して出力端子２０ａが導出される。差動アンプ
の出力はAGC制御電圧の形成回路２４に設けら
れた一対のトランジスタで構成された両波整流回
路２５により、両波整流された後エミツタフロア
のトランジスタQ5を介して比較回路２６に供給
される。
比較回路２６は差動アンプで構成され、一方の
トランジスタQ7側には基準電圧が印加される。
そのため、抵抗器Roにより降圧された電圧がさ
らに一対のトランジスタQ8，Q9によつて降圧さ
れた電圧が基準電圧として供給される。２７は電
流源である。
他方のトランジスタQ6側にはミラー積分回路
２８が設けられ、その出力はトランジスタQ10〜
Q12で構成されたカレントミラー回路２９を介し
て、更に電圧変換用のダイオードD1を介して差
動増幅用のトランジスタQ2に供給される。
さて、初段のアンプ２１Ａにおける利得Ｇは Ｇ＝Rc／RE で求まる。これは水晶振動子Ｘを接続していない
時の利得である。
これに対し水晶振動子Ｘを接続した場合では、
その時の利得Gxは、 Gx＝Rc／RERx となる。
Gx＞Ｇであるから、Gx≧３となるように定数
Rc，RE，Rxが選ばれる。
尚、この回路構成によればこれを集積化しても
外部端子ピンとしては、水晶振動子Ｘを接続する
ためのピン１９１個ですむから第４図に示した場
合よりも端子ピン数は削減できる。
また、上述ではこの発明に係わる発振器を磁気
記録再生装置における信号変換回路の発振器に適
用したが、その他の磁気記録再生装置及び他の電
子機器における発振器に適用して好適あるは言う
までもない。
また、第５図に示す実施例ではその発振器の発
振臨界利得としてＧ≒３を例示したがその他の値
でもよい。また、水晶振動子Ｘを接続しない場合
の、この発振器２０における発振周波数は基本周
波数cもしくはその近傍となるように、コンデン
サCa，Cb及び抵抗器Ra，Rbが選定されるが、
これらの値が若干ばらついても、水晶振動子Ｘで
決まる発振周波数c以外の周波数では発振しな
い。このため、定数がばらついても定数補正を行
なう必要はない。
発明の効果 以上説明したようにこの発明の構成によれば安
定度がよく、低歪で且つIC化に好適な発振器を
比較的構成簡単にして得ることができる。従つ
て、この発振器は上述したように高安定性で且つ
低歪な発振出力を得る必要のある信号変換回路な
どの発振器に用いて極めて好適である。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の説明に供する記録再生方式
の周波数スペクトル図、第２図はその時のトラツ
クパターン図、第３図は信号変換回路の一例を示
す系統図、第４図は従来の発振器の一例の示す接
続図、第５図はこの発明に係わる発振器の一例を
示す系統図、第６図はその動作説明図、第７図は
第５図の具体例の接続図である。 ２０は発振器、２１Ａ，２１Ｂはアンプ、２３
はAGC制御回路、Ｘは水晶振動子、２２は帰還
回路である。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 初段アンプと終段アンプと 上記終段アンプの出力と上記初段アンプの増幅
    用トランジスタのベース端子間に直列接続されて
    いるコンデンサ及び抵抗から成る帰還回路と、 上記初段アンプの入力端子と基準電位間に並列
    接続されたコンデンサ及び抵抗と、 上記初段アンプの増幅用トランジスタのエミツ
    タと上記基準電位間に接続された水晶振動子と、 上記初段アンプの出力信号に応じて該終段アン
    プの利得を制御するAGC制御回路とを具備して
    成ることを特徴とする発振器。
JP57209875A 1982-11-30 1982-11-30 発振器 Granted JPS59100604A (ja)

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Application Number Priority Date Filing Date Title
JP57209875A JPS59100604A (ja) 1982-11-30 1982-11-30 発振器
CA000441746A CA1210094A (en) 1982-11-30 1983-11-23 Crystal oscillator circuit with feedback control
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DE8383307307T DE3371149D1 (en) 1982-11-30 1983-11-30 Oscillating circuit
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JP57209875A JPS59100604A (ja) 1982-11-30 1982-11-30 発振器

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JPS59100604A JPS59100604A (ja) 1984-06-09
JPH0516203B2 true JPH0516203B2 (ja) 1993-03-03

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Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP57209875A Granted JPS59100604A (ja) 1982-11-30 1982-11-30 発振器

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EP (1) EP0110719B1 (ja)
JP (1) JPS59100604A (ja)
AU (1) AU563965B2 (ja)
CA (1) CA1210094A (ja)
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