JPH0254026B2 - - Google Patents
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- JPH0254026B2 JPH0254026B2 JP8954386A JP8954386A JPH0254026B2 JP H0254026 B2 JPH0254026 B2 JP H0254026B2 JP 8954386 A JP8954386 A JP 8954386A JP 8954386 A JP8954386 A JP 8954386A JP H0254026 B2 JPH0254026 B2 JP H0254026B2
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- diode
- voltage
- transformer
- winding
- saturable reactor
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 28
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 230000002195 synergetic effect Effects 0.000 description 1
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
本発明は出力側のノイズ電圧を大巾に抑制する
ことを可能とした磁気増幅器型スイツチングレギ
ユレータに関するものである。さらに詳しくは、
磁気増幅器型スイツチングレギユレータは、出力
側ダイオードのリカバリ特性を援和し、リカバリ
時に発生するダイオードのスパイク電圧および出
力側ノイズ電圧の抑制に著しい効果があつて近時
益々多用されるに至つている。本発明はさらにこ
の出力側のノイズ電圧を抑制するためになされた
ものである。
ことを可能とした磁気増幅器型スイツチングレギ
ユレータに関するものである。さらに詳しくは、
磁気増幅器型スイツチングレギユレータは、出力
側ダイオードのリカバリ特性を援和し、リカバリ
時に発生するダイオードのスパイク電圧および出
力側ノイズ電圧の抑制に著しい効果があつて近時
益々多用されるに至つている。本発明はさらにこ
の出力側のノイズ電圧を抑制するためになされた
ものである。
「従来の技術」
従来の代表的な磁気増幅器型スイツチングレギ
ユレータは、第５図に示すように、トランス１の
１次側巻線２には、直流電源３とスイツチング素
子としてのMOSFET４が結合され、２次側巻線
５には、可飽和リアクトル６、半波整流用ダイオ
ード７、転流用ダイオード８、平滑用のチヨーク
コイル９とコンデンサ１０を介して出力端子１
１，１２に結合され、またこの出力端子１１，１
２には、トランジスタ１３、ツエナーダイオード
１４、抵抗１５，１６，１７からなる誤差検出回
路１８が結合され、この回路１８のトランジスタ
１３のコレクタが抵抗１９、ダイオード２０を介
して、前記可飽和リアクトル６と整流用ダイオー
ド７との間に結合されて構成されている。
ユレータは、第５図に示すように、トランス１の
１次側巻線２には、直流電源３とスイツチング素
子としてのMOSFET４が結合され、２次側巻線
５には、可飽和リアクトル６、半波整流用ダイオ
ード７、転流用ダイオード８、平滑用のチヨーク
コイル９とコンデンサ１０を介して出力端子１
１，１２に結合され、またこの出力端子１１，１
２には、トランジスタ１３、ツエナーダイオード
１４、抵抗１５，１６，１７からなる誤差検出回
路１８が結合され、この回路１８のトランジスタ
１３のコレクタが抵抗１９、ダイオード２０を介
して、前記可飽和リアクトル６と整流用ダイオー
ド７との間に結合されて構成されている。
以上のような従来回路の動作の概略を第６図の
出力波形図に基づき説明すると、出力端子１１，
１２間の出力電圧（Vo）を誤差検出回路１８で
検出し、この出力を、抵抗１９、ダイオード２０
を介して可飽和リアクトル６と整流用ダイオード
７の間に供給する。すると、第６図ａのT3〜T5
間、つまりトランス１の出力電圧が負の間に、可
飽和リアクトル６の磁束は斜線部分ｘによつて、
または第６図ｂの電圧時間積によつてリセツトさ
れる。つぎに正電圧印加時において、リセツトさ
れた電圧時間積と等量の磁束がセツトされると、
可飽和リアクトル６は飽和し、第６図ｃに示すよ
うな電流Imが出力する。以上のようにして出力
電圧Voは一定に保たれスイツチング電源として
機能する。このとき、出力側にあらわれるノイズ
電圧は第６図ｄのように４つの段階がある。第１
は、T1時においてFET４がターンオンしてトラ
ンス１の２次側電圧（Vo）が急激に上昇すると
きであり、第２はT2時において可飽和リアクト
ル６が飽和し、電流Imが流れると同時に転流用
ダイオード８が遮断されるが、この転流用ダイオ
ード８のリカバリ時であり、第３はT3時におい
てFET４がターンオフして２次電圧Viが急激に
反転するときであり、第４はT4時において整流
用ダイオード７が遮断されるときのリカバリ時で
ある。
出力波形図に基づき説明すると、出力端子１１，
１２間の出力電圧（Vo）を誤差検出回路１８で
検出し、この出力を、抵抗１９、ダイオード２０
を介して可飽和リアクトル６と整流用ダイオード
７の間に供給する。すると、第６図ａのT3〜T5
間、つまりトランス１の出力電圧が負の間に、可
飽和リアクトル６の磁束は斜線部分ｘによつて、
または第６図ｂの電圧時間積によつてリセツトさ
れる。つぎに正電圧印加時において、リセツトさ
れた電圧時間積と等量の磁束がセツトされると、
可飽和リアクトル６は飽和し、第６図ｃに示すよ
うな電流Imが出力する。以上のようにして出力
電圧Voは一定に保たれスイツチング電源として
機能する。このとき、出力側にあらわれるノイズ
電圧は第６図ｄのように４つの段階がある。第１
は、T1時においてFET４がターンオンしてトラ
ンス１の２次側電圧（Vo）が急激に上昇すると
きであり、第２はT2時において可飽和リアクト
ル６が飽和し、電流Imが流れると同時に転流用
ダイオード８が遮断されるが、この転流用ダイオ
ード８のリカバリ時であり、第３はT3時におい
てFET４がターンオフして２次電圧Viが急激に
反転するときであり、第４はT4時において整流
用ダイオード７が遮断されるときのリカバリ時で
ある。
「発明が解決しようとする問題点」
本発明は第６図のT1，T3時における急激な電
圧変化によつて発生するノイズ電圧を抑制しよう
とするものである。なお、T2，T4時に発生する
いわゆるノーマルノイズは可飽和リアクトル６に
よつて効果的に抑制されることは公知であつて本
発明の目的ではない。
圧変化によつて発生するノイズ電圧を抑制しよう
とするものである。なお、T2，T4時に発生する
いわゆるノーマルノイズは可飽和リアクトル６に
よつて効果的に抑制されることは公知であつて本
発明の目的ではない。
前記T1，T3時のノイズ発生原理を解析すると、
第５図において、トランス１の２次巻線５の両端
をＭ，Ｙとし、出力端子１１，１２をＰ，Ｎとす
ると、PN間のノイズ発生はＭ、Ｙ点の電位の急
変によつて輻射された電波によつて起るものが大
半である。この輻射によるノイズについて詳細に
検討する。Ｐ，Ｎ点は容量Cp、Cnを介してそれ
ぞれ接地されているものとすると、通常Cp＝Cn
である。C1、C2はＭ点からそれぞれＰ，Ｎまで
の空間その他を介してストレイキヤパシタンスで
ある。C3、C4は同じくＹ点からそれぞれＰ，Ｎ
までのストレイキヤパシタンスである。しかし
て、Ｐ点のノイズ電圧Ptpは Ptp＝ｄ／dtPtm×１／jωCp／１／jωC1＋１／jωCp ＋ｄ／dtPty×１／jωCp／１／jωC3＋１／jωCp ここで、Cp≫C1、C3、ｄ／dt＝Δとすれば Ptp＝ΔPtm×C1／Cp＋ΔPty×C3／Cp となり、同様に、Ｎ点のノイズ電圧Ptnは Ptn＝ΔPtm×C2／Cn＋ΔPty×C4／Cn となる。したがつて、Ｐ，Ｎ間のノイズ電圧
Vno-1は Vno-1＝Ptp−Ptn＝ΔPtm（C1／Cp−C2／Cn） ＋ΔPty（C3／Cp−C4／Cn） …(1) となる。実際の回路では、Ｐ，Ｎ間はコンデンサ
Ｃによつて結合されているので、上記(1)式はノイ
ズ発生の内在圧力とでもいうべきもので、これが
そのまま出力ノイズとはならないが、出力ノイズ
はこの(1)式に略比例したものとなることは明らか
である。このとき、第７図においてＹ，Ｎ間が短
絡されていると、(1)式における ΔPty（C3／Cp−C4／Cn） は零となり、このときのノイズ電圧Vno-2は Vno-2＝ΔPtm（C1／Cp−C2／Cn） …(2) が成立する。
第５図において、トランス１の２次巻線５の両端
をＭ，Ｙとし、出力端子１１，１２をＰ，Ｎとす
ると、PN間のノイズ発生はＭ、Ｙ点の電位の急
変によつて輻射された電波によつて起るものが大
半である。この輻射によるノイズについて詳細に
検討する。Ｐ，Ｎ点は容量Cp、Cnを介してそれ
ぞれ接地されているものとすると、通常Cp＝Cn
である。C1、C2はＭ点からそれぞれＰ，Ｎまで
の空間その他を介してストレイキヤパシタンスで
ある。C3、C4は同じくＹ点からそれぞれＰ，Ｎ
までのストレイキヤパシタンスである。しかし
て、Ｐ点のノイズ電圧Ptpは Ptp＝ｄ／dtPtm×１／jωCp／１／jωC1＋１／jωCp ＋ｄ／dtPty×１／jωCp／１／jωC3＋１／jωCp ここで、Cp≫C1、C3、ｄ／dt＝Δとすれば Ptp＝ΔPtm×C1／Cp＋ΔPty×C3／Cp となり、同様に、Ｎ点のノイズ電圧Ptnは Ptn＝ΔPtm×C2／Cn＋ΔPty×C4／Cn となる。したがつて、Ｐ，Ｎ間のノイズ電圧
Vno-1は Vno-1＝Ptp−Ptn＝ΔPtm（C1／Cp−C2／Cn） ＋ΔPty（C3／Cp−C4／Cn） …(1) となる。実際の回路では、Ｐ，Ｎ間はコンデンサ
Ｃによつて結合されているので、上記(1)式はノイ
ズ発生の内在圧力とでもいうべきもので、これが
そのまま出力ノイズとはならないが、出力ノイズ
はこの(1)式に略比例したものとなることは明らか
である。このとき、第７図においてＹ，Ｎ間が短
絡されていると、(1)式における ΔPty（C3／Cp−C4／Cn） は零となり、このときのノイズ電圧Vno-2は Vno-2＝ΔPtm（C1／Cp−C2／Cn） …(2) が成立する。
この(2)式が従来のものとすれば、上記(1)式にお
けるノイズ発生圧力はΔPtm、ΔPtyの変化量と
その位相に左右されることは明白である。
けるノイズ発生圧力はΔPtm、ΔPtyの変化量と
その位相に左右されることは明白である。
「問題点を解決するための手段」
本発明は上述のような問題点を解決するために
なされたもので、トランスの２次巻線と、半波整
流用ダイオードとの間に可飽和リアクトルを挿入
し、前記半波整流用ダイオードの後段に、転流用
ダイオードと平滑回路を結合して構成された磁気
増幅器型スイツチングレギユレータにおいて、前
記可飽和リアクトルとして２つの巻線を設け、一
方の巻線を前記トランスの正側端と前記半波整流
用ダイオードのアノードとの間に挿入し、他方の
巻線を前記トランスの負側端と前記転流用ダイオ
ードのアノードとの間に挿入し、それぞれの巻線
は、電圧時間積が加算される方向に巻回してなる
ものである。
なされたもので、トランスの２次巻線と、半波整
流用ダイオードとの間に可飽和リアクトルを挿入
し、前記半波整流用ダイオードの後段に、転流用
ダイオードと平滑回路を結合して構成された磁気
増幅器型スイツチングレギユレータにおいて、前
記可飽和リアクトルとして２つの巻線を設け、一
方の巻線を前記トランスの正側端と前記半波整流
用ダイオードのアノードとの間に挿入し、他方の
巻線を前記トランスの負側端と前記転流用ダイオ
ードのアノードとの間に挿入し、それぞれの巻線
は、電圧時間積が加算される方向に巻回してなる
ものである。
「作用」
トランスの２次側出力電圧が従来と同じであつ
ても、本発明のように可飽和リアクトルの巻線を
２分割したことによつて、負側の出力端子を基点
としたときのトランスの２次側の正と負の端子に
おける一定時間での電位の変化は従来の1/2でか
つ互いに180度位相差をもつている。したがつて
この２次側の正と負の端子における電位の急変に
よつて発生する出力端子間のノイズは大巾に軽減
される。
ても、本発明のように可飽和リアクトルの巻線を
２分割したことによつて、負側の出力端子を基点
としたときのトランスの２次側の正と負の端子に
おける一定時間での電位の変化は従来の1/2でか
つ互いに180度位相差をもつている。したがつて
この２次側の正と負の端子における電位の急変に
よつて発生する出力端子間のノイズは大巾に軽減
される。
「実施例」
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明
する。
する。
第１図は本発明の第１実施例を示すもので、第
５図の従来の回路と異なるところは、可飽和リア
クトルが同一鉄心に２つの巻線６ａ，６ｂを巻回
し、一方の巻線６ａを、トランス５の正側端Ｍと
半波整流用ダイオード７のアノードとの間に挿入
し、他方の巻線６ｂを、トランス１の負側端Ｙと
転流用ダイオード８のアノードとの間に挿入し、
それぞれの巻線６ａ，６ｂは、電圧時間積が加算
される方向に巻回してなることである。
５図の従来の回路と異なるところは、可飽和リア
クトルが同一鉄心に２つの巻線６ａ，６ｂを巻回
し、一方の巻線６ａを、トランス５の正側端Ｍと
半波整流用ダイオード７のアノードとの間に挿入
し、他方の巻線６ｂを、トランス１の負側端Ｙと
転流用ダイオード８のアノードとの間に挿入し、
それぞれの巻線６ａ，６ｂは、電圧時間積が加算
される方向に巻回してなることである。
以上のような構成における作用を第２図の各部
の出力波形図に基づき説明する。
の出力波形図に基づき説明する。
第２図ａは第５図の従来の回路における出力波
形図、第２図ｂ，ｃは、本発明による場合の出力
波形図を示し、特に第２図ｄは本発明による回路
の出力ノイズ電圧の波形図を示しており、第６図
ｄと比較して大巾に低減されたことを表わしてい
る。これをさらに詳しく説明すると、前記(1)(2)式
と第２図ａ，ｂ，ｃとを比較すると、 従来回路の第２図ａでは下記の関係式が成立す
る。
形図、第２図ｂ，ｃは、本発明による場合の出力
波形図を示し、特に第２図ｄは本発明による回路
の出力ノイズ電圧の波形図を示しており、第６図
ｄと比較して大巾に低減されたことを表わしてい
る。これをさらに詳しく説明すると、前記(1)(2)式
と第２図ａ，ｂ，ｃとを比較すると、 従来回路の第２図ａでは下記の関係式が成立す
る。
Vi＝Vmy＝Ptm−Pty＝Ptm
しかして、T1，T1′時においては、
ΔPtm＝Vi／T1−T1′ …(3)
となる。
本発明のように可飽和リアクトル６の巻線を２
分割した回路では、トランス１の出力電圧Viが
従来と同じでも、正負端子Ｍ，Ｙにおける電位は
第２図ｂ，ｃのように分割される。ここで、負側
出力端子Ｎを基点とすれば、第２図ｂはトランス
１の正側端子Ｐの電圧Ptyo（従来のPtyと区別す
るためｏを付す。以下同様）を示し、第２図ｃは
同じく負側端子Ｙの電圧Ptmoを示している。
分割した回路では、トランス１の出力電圧Viが
従来と同じでも、正負端子Ｍ，Ｙにおける電位は
第２図ｂ，ｃのように分割される。ここで、負側
出力端子Ｎを基点とすれば、第２図ｂはトランス
１の正側端子Ｐの電圧Ptyo（従来のPtyと区別す
るためｏを付す。以下同様）を示し、第２図ｃは
同じく負側端子Ｙの電圧Ptmoを示している。
以上のことからつぎの２つの事実が明らかであ
る。
る。
ΔPtyoとΔPtmoは互いに位相が180度異なる
こと。
こと。
ΔPtyoとΔPtmoはともにT1からT1′までの到
達時間が従来の第２図ａと同一であるにも拘ら
ず、電圧の変化値は1/2であること。
達時間が従来の第２図ａと同一であるにも拘ら
ず、電圧の変化値は1/2であること。
このを式であらわすとそれぞれ下記の(4)式
と(5)式になる。
と(5)式になる。
ΔPtyo＝−ΔPtmo …(4)
ΔPtmo＝１／２ΔPtm …(5)
(4)(5)式を(1)(2)式に代入して比較検討すると、
Vnoo-1＝ΔPtmo（C1／Cp−C2／Cn）
−ΔPtyo（C3／Cp−C4／Cn） …(6)
Vnoo-2＝ΔPtmo（C1／Cp−C2／Cn） …(7)
となる。ここで、(7)式のΔPtmoに比し、(6)式の
ΔPtmoは1/2であることにより、
ΔPtmo（C1／Cp−C2／Cn）の項の値は半減する。
また、
ΔPtyo（C3／Cp−C4／Cn）の項は
ΔPtmo（C1／Cp−C2／Cn）
の項と逆位相であり、かつ（C1／Cp−C2／Cn）と
（C3／Cp−C4／Cn）は有限であまり差のない数値なの
で、左項と右項は減算となり、全体のノイズ電圧
Vnoo-1は著しく減少する。
Vnoo-1は著しく減少する。
つぎに、第３図は本発明の他の実施例を示すも
ので、この例では、２個の可飽和リアクトル６
ａ，６ｂを別個に設けてそれぞれトランス１の正
側端子Ｍと負側端子Ｙに設けたものである。そし
てそれぞれの巻線６ａ，６ｂに加わる電圧時間積
が加算される方向に巻回すれば前記実施例と同様
の作用効果を奏することは明らかである。
ので、この例では、２個の可飽和リアクトル６
ａ，６ｂを別個に設けてそれぞれトランス１の正
側端子Ｍと負側端子Ｙに設けたものである。そし
てそれぞれの巻線６ａ，６ｂに加わる電圧時間積
が加算される方向に巻回すれば前記実施例と同様
の作用効果を奏することは明らかである。
つぎに第４図は本発明のさらに他の実施例を示
すもので、入力電圧に比例したトランス１の第３
巻線２１間の電圧を電源用IC２２によつて検出
してMOSFET４を作動せしめてトランス１の出
力端子１１，１２の電圧時間積を粗く一定に制御
し、この出力を最終段の誤差検出回路１８と可飽
和リアクトル６の作用により出力電圧（Vo）を
密に一定に保持することは前述と同様である。特
にこの例では、転流ダイオード２０と直列に角型
可飽和リアクトル２３を挿入したことにより、第
２図におけるT2時の転流用ダイオード８のリカ
バリ時に発生するノイズを抑制する効果を有す
る。また、チヨークコイルも、同一鉄心に巻回さ
れた２個の巻線９ａ，９ｂに分割して、正側と負
側に電圧時間積が加算される方向に挿入すると、
平滑作用を損なわずにノイズ電圧抑制効果を有す
ることは第１実施例の理論と同一であり、したが
つて、これらの作用の相乗効果によりノイズ電圧
は益々抑制される。
すもので、入力電圧に比例したトランス１の第３
巻線２１間の電圧を電源用IC２２によつて検出
してMOSFET４を作動せしめてトランス１の出
力端子１１，１２の電圧時間積を粗く一定に制御
し、この出力を最終段の誤差検出回路１８と可飽
和リアクトル６の作用により出力電圧（Vo）を
密に一定に保持することは前述と同様である。特
にこの例では、転流ダイオード２０と直列に角型
可飽和リアクトル２３を挿入したことにより、第
２図におけるT2時の転流用ダイオード８のリカ
バリ時に発生するノイズを抑制する効果を有す
る。また、チヨークコイルも、同一鉄心に巻回さ
れた２個の巻線９ａ，９ｂに分割して、正側と負
側に電圧時間積が加算される方向に挿入すると、
平滑作用を損なわずにノイズ電圧抑制効果を有す
ることは第１実施例の理論と同一であり、したが
つて、これらの作用の相乗効果によりノイズ電圧
は益々抑制される。
「発明の効果」
本発明は上述のように構成したので、出力側の
ノイズ電圧は従来の1/2〜1/3に低減させることが
できる。
ノイズ電圧は従来の1/2〜1/3に低減させることが
できる。
第１図は本発明による磁気増幅器型スイツチン
グレギユレータの第１実施例を示す電気回路図、
第２図は各部の出力波形図、第３図は本発明の第
２実施例を示す電気回路図、第４図は本発明の第
３実施例を示す電気回路図、第５図は従来の回路
図、第６図は従来の出力波形図、第７図はノイズ
発生を解析するための従来回路の等価回路図であ
る。１……トランス、２……１次巻線、３……２
次巻線、４……スイツチング素子（MOSFET）、
５……２次巻線、６，６ａ，６ｂ……可飽和リア
クトル、７……半波整流用ダイオード、８……転
流用ダイオード、９，９ａ，９ｂ……チヨークコ
イル、１０……コンデンサ、１１，１２……出力
端子、１３……トランジスタ、１４……ツエナー
ダイオード、１５，１６，１７……抵抗、１８…
…誤差検出回路、１９……抵抗、２０……ダイオ
ード、２１……第３の巻線、２２……電源用IC、
２３……角型可飽和リアクトル。
グレギユレータの第１実施例を示す電気回路図、
第２図は各部の出力波形図、第３図は本発明の第
２実施例を示す電気回路図、第４図は本発明の第
３実施例を示す電気回路図、第５図は従来の回路
図、第６図は従来の出力波形図、第７図はノイズ
発生を解析するための従来回路の等価回路図であ
る。１……トランス、２……１次巻線、３……２
次巻線、４……スイツチング素子（MOSFET）、
５……２次巻線、６，６ａ，６ｂ……可飽和リア
クトル、７……半波整流用ダイオード、８……転
流用ダイオード、９，９ａ，９ｂ……チヨークコ
イル、１０……コンデンサ、１１，１２……出力
端子、１３……トランジスタ、１４……ツエナー
ダイオード、１５，１６，１７……抵抗、１８…
…誤差検出回路、１９……抵抗、２０……ダイオ
ード、２１……第３の巻線、２２……電源用IC、
２３……角型可飽和リアクトル。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ トランスの２次巻線と、半波整流用ダイオー
ドとの間に可飽和リアクトルを挿入し、前記半波
整流用ダイオードの後段に、転流用ダイオードと
平滑回路を結合して構成された磁気増幅器型スイ
ツチングレギユレータにおいて、前記可飽和リア
クトルとして２つの巻線を設け、一方の巻線を前
記トランスの正側端と前記半波整流用ダイオード
のアノードとの間に挿入し、他方の巻線を前記ト
ランスの負側端と前記転流用ダイオードのアノー
ドとの間に挿入し、それぞれの巻線は、電圧時間
積が加算される方向に巻回してなることを特徴と
する磁気増幅器型スイツチングレギユレータ。 ２ 可飽和リアクトルの２つの巻線は同一鉄心に
巻回した巻線を２つに分割したものからなる特許
請求の範囲第１項記載の磁気増幅器型スイツチン
グレギユレータ。 ３ 可飽和リアクトルの２つの巻線は２つの独立
した可飽和リアクトルからなる特許請求の範囲第
１項記載の磁気増幅器型スイツチングレギユレー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8954386A JPS62247759A (ja) | 1986-04-18 | 1986-04-18 | 磁気増幅器型スイツチングレギユレ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8954386A JPS62247759A (ja) | 1986-04-18 | 1986-04-18 | 磁気増幅器型スイツチングレギユレ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62247759A JPS62247759A (ja) | 1987-10-28 |
| JPH0254026B2 true JPH0254026B2 (ja) | 1990-11-20 |
Family
ID=13973730
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8954386A Granted JPS62247759A (ja) | 1986-04-18 | 1986-04-18 | 磁気増幅器型スイツチングレギユレ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62247759A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2564728Y2 (ja) * | 1991-03-26 | 1998-03-09 | 横河電機株式会社 | スイッチング電源のスパイクノイズ低減装置 |
-
1986
- 1986-04-18 JP JP8954386A patent/JPS62247759A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62247759A (ja) | 1987-10-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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