JPH0260086B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0260086B2 JPH0260086B2 JP59114857A JP11485784A JPH0260086B2 JP H0260086 B2 JPH0260086 B2 JP H0260086B2 JP 59114857 A JP59114857 A JP 59114857A JP 11485784 A JP11485784 A JP 11485784A JP H0260086 B2 JPH0260086 B2 JP H0260086B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resistor
- terminal
- operational amplifier
- input terminal
- inverting input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/42—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth
- H03F1/48—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth of aperiodic amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明は、広帯域複合増幅器に関するものであ
る。
る。
第６図は、従来の広帯域複合増幅器の一例を示
す回路図であつて、Tiは入力端子、Toは出力端
子、R1〜R3は抵抗、A1は高周波信号を増幅する
高速演算増幅器、A2は直流信号の変動を補償す
る高精度演算増幅器、C1はコンデンサである。
第６図において、入出力端子Ti，To間には直列
接続された第１の抵抗R1と第２の抵抗R2とから
なる抵抗回路が接続されている。第１の演算増幅
器A1の反転入力端子は第１の抵抗R1と第２の抵
抗R2との接続点に接続され、出力端子は出力端
子Toに接続されている。第２の演算増幅器A2の
反転入力端子は第３の抵抗R3を介して第１の演
算増幅器A1の非反転入力端子に接続され、非反
転入力端子は共通電位点に接続され、反転入力端
子と出力端子間にはコンデンサC1が接続されて
いる。
す回路図であつて、Tiは入力端子、Toは出力端
子、R1〜R3は抵抗、A1は高周波信号を増幅する
高速演算増幅器、A2は直流信号の変動を補償す
る高精度演算増幅器、C1はコンデンサである。
第６図において、入出力端子Ti，To間には直列
接続された第１の抵抗R1と第２の抵抗R2とから
なる抵抗回路が接続されている。第１の演算増幅
器A1の反転入力端子は第１の抵抗R1と第２の抵
抗R2との接続点に接続され、出力端子は出力端
子Toに接続されている。第２の演算増幅器A2の
反転入力端子は第３の抵抗R3を介して第１の演
算増幅器A1の非反転入力端子に接続され、非反
転入力端子は共通電位点に接続され、反転入力端
子と出力端子間にはコンデンサC1が接続されて
いる。
このような構成において、高周波信号を増幅す
る第１の演算増幅器A1の増幅度を無限大とする
と、出力電圧Voと入力電圧Viの比Vo／Viは
R2／R1になるが、第１の演算増幅器A1の増幅度
A1は低くて例えば100程度であり、前述の出力電
圧Voと入力電圧Viの比Vo／Viは0.98・R2／R1
程度になつて約２％低下することになる。これに
対し、直流信号の変動を補償する第２の演算増幅
器A2の増幅度A2は第１の演算増幅器A1の増幅度
A1に比べて十分大きい。この結果、直流領域に
おける増幅度はA1・A2になつて出力電圧Voと入
力電圧Viの比Vo／Viは十分R2／R1に近くなつ
て、高周波領域における出力電圧Voと入力電圧
Viの比Vo／Vi＝0.98・R2／R1と異なることにな
り、周波数特性の平坦度が損なわれることにな
る。
る第１の演算増幅器A1の増幅度を無限大とする
と、出力電圧Voと入力電圧Viの比Vo／Viは
R2／R1になるが、第１の演算増幅器A1の増幅度
A1は低くて例えば100程度であり、前述の出力電
圧Voと入力電圧Viの比Vo／Viは0.98・R2／R1
程度になつて約２％低下することになる。これに
対し、直流信号の変動を補償する第２の演算増幅
器A2の増幅度A2は第１の演算増幅器A1の増幅度
A1に比べて十分大きい。この結果、直流領域に
おける増幅度はA1・A2になつて出力電圧Voと入
力電圧Viの比Vo／Viは十分R2／R1に近くなつ
て、高周波領域における出力電圧Voと入力電圧
Viの比Vo／Vi＝0.98・R2／R1と異なることにな
り、周波数特性の平坦度が損なわれることにな
る。
本発明は、このような従来の欠点を解決したも
ので、その目的は、周波数特性の平坦度の優れた
広帯域複合増幅器を実現することにある。
ので、その目的は、周波数特性の平坦度の優れた
広帯域複合増幅器を実現することにある。
このような目的を実現する本発明は、入力端子
と、出力端子と、これら入出力端子間に直列接続
された第１の抵抗と分割端子を有する第２の抵抗
とからなる抵抗回路と、反転入力端子が第１の抵
抗と第２の抵抗との接続点に接続され出力端子が
前記出力端子に接続された第１の演算増幅器と、
反転入力端子が第３の抵抗を介して第２の抵抗の
分割端子に接続され出力端子が第１の演算増幅器
の非反転入力端子に接続され反転入力端子が共通
電位点に接続され反転入力端子と出力端子間には
コンデンサが接続された第２の演算増幅器とで構
成されたことを特徴とする。
と、出力端子と、これら入出力端子間に直列接続
された第１の抵抗と分割端子を有する第２の抵抗
とからなる抵抗回路と、反転入力端子が第１の抵
抗と第２の抵抗との接続点に接続され出力端子が
前記出力端子に接続された第１の演算増幅器と、
反転入力端子が第３の抵抗を介して第２の抵抗の
分割端子に接続され出力端子が第１の演算増幅器
の非反転入力端子に接続され反転入力端子が共通
電位点に接続され反転入力端子と出力端子間には
コンデンサが接続された第２の演算増幅器とで構
成されたことを特徴とする。
以下、図面を用いて詳細に説明する。
第１図は、本発明の一実施例を示す回路図であ
り、第６図と同等部分には同一符号を付してい
る。第１図において、第２の抵抗R2としては分
割端子を有するものを用いる。本実施例では、固
定抵抗r21と可変抵抗r22とが直列接続され、可変
抵抗r22の可動端子が分割端子に接続されたもの
を用いる例を示している。この第２の抵抗R2の
分割端子は第３の抵抗R3を介して第２の演算増
幅器A2の反転入力端子に接続されている。なお、
第２の演算増幅器A2の出力端子は第４の抵抗R4
を介して第１の演算増幅器A1の非反転入力端子
に接続されていて、第１の演算増幅器A1の非反
転入力端子は第２のコンデンサC2を介して共通
電位点に接続されている。
り、第６図と同等部分には同一符号を付してい
る。第１図において、第２の抵抗R2としては分
割端子を有するものを用いる。本実施例では、固
定抵抗r21と可変抵抗r22とが直列接続され、可変
抵抗r22の可動端子が分割端子に接続されたもの
を用いる例を示している。この第２の抵抗R2の
分割端子は第３の抵抗R3を介して第２の演算増
幅器A2の反転入力端子に接続されている。なお、
第２の演算増幅器A2の出力端子は第４の抵抗R4
を介して第１の演算増幅器A1の非反転入力端子
に接続されていて、第１の演算増幅器A1の非反
転入力端子は第２のコンデンサC2を介して共通
電位点に接続されている。
このように構成された回路の動作を説明する。
第１図における第１の抵抗R1は入力抵抗とし
て作用し、第２の抵抗R2は帰還抵抗として作用
することになる。ここで、第２の抵抗R2の分割
端子すなわち可変抵抗r21の可動端子は、第１の
演算増幅器A1のオープンループゲインをG1とす
ると、 r21：r22＝１：G1 (1) の関係が成立するように設定されている。第２図
は、第１図の入力端子Tiに正極性の電圧を加え
た場合の各点Ti，ａ，ｂ，Toにおける電圧の状
態を示している。この第２図から明らかなよう
に、第２の抵抗R2の分割端子すなわち可変抵抗
r21の可動端子ｂにおけるベクトルは零になる。
そして、第３図に示すように第１の演算増幅器
A1の反転入力端子ａにオフセツト電圧Vofが発生
すると、この電圧は第２の演算増幅器A2で積分
反転され、第１の演算増幅器A1の非反転入力端
子に打ち消す方向に加えられることになる。第４
図は、第１図の第１の演算増幅器A1に着目した
要部の回路図である。ここで、第１の演算増幅器
A1のオープンループゲインをG1とすると、第４
図の増幅度μは μ＝〔−G1／｛１＋（１＋G1）R1／R2｝〕 (2) になる。従つて、第１図の可変抵抗r21の可動端
子ｂにおける電位Vbは、出力電圧Voと入力電圧
Viの間で、 Vo＝〔−G1／｛１＋（１＋G1）R1／R2｝〕Vi (3) の関係が満たされている場合には零になつて変化
しない。これに対し、第１の演算増幅器A1の入
力オフセツト電圧などの直流ドリフト成分によつ
て前述第(3)式の関係が満たされなくなると、可変
抵抗r21の可動端子ｂに電位Vbが発生し、直流ド
リフト成分を補償するように第２の演算増幅器
A2が動作することになる。
て作用し、第２の抵抗R2は帰還抵抗として作用
することになる。ここで、第２の抵抗R2の分割
端子すなわち可変抵抗r21の可動端子は、第１の
演算増幅器A1のオープンループゲインをG1とす
ると、 r21：r22＝１：G1 (1) の関係が成立するように設定されている。第２図
は、第１図の入力端子Tiに正極性の電圧を加え
た場合の各点Ti，ａ，ｂ，Toにおける電圧の状
態を示している。この第２図から明らかなよう
に、第２の抵抗R2の分割端子すなわち可変抵抗
r21の可動端子ｂにおけるベクトルは零になる。
そして、第３図に示すように第１の演算増幅器
A1の反転入力端子ａにオフセツト電圧Vofが発生
すると、この電圧は第２の演算増幅器A2で積分
反転され、第１の演算増幅器A1の非反転入力端
子に打ち消す方向に加えられることになる。第４
図は、第１図の第１の演算増幅器A1に着目した
要部の回路図である。ここで、第１の演算増幅器
A1のオープンループゲインをG1とすると、第４
図の増幅度μは μ＝〔−G1／｛１＋（１＋G1）R1／R2｝〕 (2) になる。従つて、第１図の可変抵抗r21の可動端
子ｂにおける電位Vbは、出力電圧Voと入力電圧
Viの間で、 Vo＝〔−G1／｛１＋（１＋G1）R1／R2｝〕Vi (3) の関係が満たされている場合には零になつて変化
しない。これに対し、第１の演算増幅器A1の入
力オフセツト電圧などの直流ドリフト成分によつ
て前述第(3)式の関係が満たされなくなると、可変
抵抗r21の可動端子ｂに電位Vbが発生し、直流ド
リフト成分を補償するように第２の演算増幅器
A2が動作することになる。
このような構成によれば、高周波ゲインを基準
にしてその基準となるゲインからのずれのみを検
出して補償を行うことになるので、補償動作が行
われる直流領域でのゲインと高周波領域でのゲイ
ンを等しくすることができる。これにより、方形
波特性（波形品位）の向上が図れ、高速セトリン
グ特性を有する高精度の広帯域複合増幅器が得ら
れる。実験によれば、0.5％までのセトリングに
200ns程度の時間がかかつていた広帯域複合増幅
器に本発明を適用したところ、0.5％までのセト
リングを約100nsに短縮することができた。
にしてその基準となるゲインからのずれのみを検
出して補償を行うことになるので、補償動作が行
われる直流領域でのゲインと高周波領域でのゲイ
ンを等しくすることができる。これにより、方形
波特性（波形品位）の向上が図れ、高速セトリン
グ特性を有する高精度の広帯域複合増幅器が得ら
れる。実験によれば、0.5％までのセトリングに
200ns程度の時間がかかつていた広帯域複合増幅
器に本発明を適用したところ、0.5％までのセト
リングを約100nsに短縮することができた。
なお、第１図では、第１の演算増幅器A1が直
流ゲインを有する例について示したが、直流ゲイ
ンをもたないものであつてもよいし、例えば第５
図に示すように反転入力端子がコンデンサC3で
交流結合されたものであつてもよい。なお、この
場合、第１の演算増幅器A1の低域カツトオフ周
波数において、第２の演算増幅器A2、抵抗R3お
よびコンデンサC1で構成される反転積分器のゲ
インが十分あることが必要である。
流ゲインを有する例について示したが、直流ゲイ
ンをもたないものであつてもよいし、例えば第５
図に示すように反転入力端子がコンデンサC3で
交流結合されたものであつてもよい。なお、この
場合、第１の演算増幅器A1の低域カツトオフ周
波数において、第２の演算増幅器A2、抵抗R3お
よびコンデンサC1で構成される反転積分器のゲ
インが十分あることが必要である。
このように、本発明によれば、比較的簡単な構
成で、周波数特性の平坦度の優れた広帯域複合増
幅器が実現でき、実用上の効果は大きい。
成で、周波数特性の平坦度の優れた広帯域複合増
幅器が実現でき、実用上の効果は大きい。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図および第３図は第１図の動作説明図、第４図は
第１図の要部回路図、第５図は本発明の他の実施
例を示す回路図、第６図は従来の広帯域複合増幅
器の一例を示す回路図である。 Ti……入力端子、To……出力端子、R1〜R5…
…抵抗、A1，A2……演算増幅、C1〜C3……コン
デンサ。
図および第３図は第１図の動作説明図、第４図は
第１図の要部回路図、第５図は本発明の他の実施
例を示す回路図、第６図は従来の広帯域複合増幅
器の一例を示す回路図である。 Ti……入力端子、To……出力端子、R1〜R5…
…抵抗、A1，A2……演算増幅、C1〜C3……コン
デンサ。
Claims (1)
- １ 入力端子と、出力端子と、これら入出力端子
間に直列接続された第１の抵抗と分割端子を有す
る第２の抵抗とからなる抵抗回路と、反転入力端
子が第１の抵抗と第２の抵抗との接続点に接続さ
れ出力端子が前記出力端子に接続された第１の演
算増幅器と、反転入力端子が第３の抵抗を介して
第２の抵抗の分割端子に接続され出力端子が第１
の演算増幅器の非反転入力端子に接続され非反転
入力端子が共通電位点に接続され反転入力端子と
出力端子間にはコンデンサが接続された第２の演
算増幅器とで構成されたことを特徴とする広帯域
複合増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59114857A JPS60259006A (ja) | 1984-06-05 | 1984-06-05 | 広帯域複合増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59114857A JPS60259006A (ja) | 1984-06-05 | 1984-06-05 | 広帯域複合増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60259006A JPS60259006A (ja) | 1985-12-21 |
| JPH0260086B2 true JPH0260086B2 (ja) | 1990-12-14 |
Family
ID=14648433
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59114857A Granted JPS60259006A (ja) | 1984-06-05 | 1984-06-05 | 広帯域複合増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60259006A (ja) |
-
1984
- 1984-06-05 JP JP59114857A patent/JPS60259006A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60259006A (ja) | 1985-12-21 |
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