JPH0275968A - 電子式無効電力量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、無効電力測定する電子式無効電力量計に関
する。

（従来の技Ｗ＞ 負荷電圧のｌｌ１４時値および実効値をそれぞれａＶお
よびＶで表し、消費電流の瞬時値および実効値をそれぞ
れｅｉおよびＩで表し、負′ｖＪ電圧と消ａ電流の位相
差をψとすると、 電圧の瞬時値Ｏｖおよび電流の瞬時値ｃｉは次式で表さ
れる。

ａｙ　−ｒ’；ｒ　Ｖ　ｓｉｎωｔ　　　　　　−（＋
）ｅｉ　−（７１ｓｉｎωｔ　　　　　　−（２）従っ
て、この相の無効電力Ｑは次のようになる。

Ｑ−Ｖｌ　　ｓｉｎψ 従来、この無効電力を得るのに、上式（１）で表される
電圧を移相器によってπ／２だけ位相をずらしＴｅｖ’
　−Ｆ７Ｖ　５ｉｎ（ωｔ　−ｙｃ／２　）を得、これ
を上式（２）で表される電流に掛けて、次式を１ｑてい
る。

ｅｖ’　ｘ　ｅｉ−Ｖ　Ｉ　　ｓｉｎψ−ＶＩＣＯ３（
２ω【−π／２−ψ） そして、この式を積分することにより無効電力Ｑ＝ＶＩ
ｓｉｎψを得ている。

ここで、位相をπ／２だけずらす移相器としては、主に
フィルタ、具体的には積分器等が使用されている。しか
しながら、このようにフィルタ等で位相をずらした場合
、振幅が周波数成分によって変動づるということがある
。例えば、電圧ｅｖを積分回路に通すと、次式のように
なる。

ｅＶ−（（”；！　Ｖ　／　ＲＣ）　ｆ　　ｓｉｎωｔ
ｄｔ−一（Ｆ）Ｖ／ＲＣω）　　ＣＯＳω【−（Ｅ）Ｖ
／ＲＣω）ｓｉｎ（ωｔ　−π／２＞この式かられかる
ように、積分回路を通った電圧ＣＶの最大振幅は１／ω
のＩＩ＋杓を受け、高精度化を行なう場合、周波数特性
が問題になっている。

第３図は従来の電子無効電力量計の構成を示すブロック
図である。同図において、１は負荷電圧に比例した信号
に変換する補助変圧器（ＰＴ）であり、２は消費電流に
比例した信号に変換する補助変流器（ＣＴ　）である。

補助変圧器１の２次側の出力信号をｃｖ−（７Ｖｓｉｎ
ω【とし、補助変流Ｐ！ｉ２の２次側の出力信号をｅｉ
　−ａｒ７１　　ｓｉｎ　（ωを一ψ）とする。そして
、補助変圧器１の出力信号ＣＶを移相器（ＰＨ＞３に通
してπ／２だけ位相をずらすと、次のようになる。

ｃｖ’　　（Ｃ〕ｋ　■／ω）　　５ｉｎ（ωｔ　−ｙ
ｒ／２）なお、この式において、ｋは移相器３の定数で
ある。

この移相器３からの出力信号ｃｖ’　と補助変流器２か
らの出力信＠ｅｉとを乗算器（Ｍ）４に入力して乗算す
ると、ｆ！算器４から次式で示ず出力信号が得られる。

ｅＶ’　Ｏｉ　−（２ｋ　Ｖ　Ｉ／ω）ｓｉｎ（ωを一
π／　２　）　　ｓｉｎ　（ω【−ψ）この乗算器４の
出力信号はωによって変動を生ずる。

一方、補助変圧器１の出力信号ｅｖは、交流信号を波形
整形してパルス信号に変換する交流／パルス変換器５に
供給されて、交流／パルス変換器５から信＠ｅｖの角周
波数ωに対応する信号が得られる。この角周波数信号は
周波数／電圧変換器（ｆ／Ｖ）６に供給されて、周波数
／電圧変換器６からω−に’Ｖの出力が得られる。

この周波数／電圧変換器６の出力と前記乗算器４の出力
とは、乗算器（Ｍ）７に供給されて乗算され、次式で示
す出力が得られる。

ｅｖ’　ｃｉω−２ｋｋ’　Ｖ　Ｉ　　５ｉｎ（ωｔ　
−７ｒ／２）ｓｉｎ　（ωｔ−ψ） この結果、この式かられかるように、角周波数ω、すな
わち周波数に影響されない電力が求まるのである。

上式は次のように変形される。

ｅＶ’　Ｑｉω−ｋｋ’　Ｖ　Ｉ　（Ｓｉｎψ−ｃｏｓ
（２ωｔ−π／２−ψ）） 従って、これを積分器（１）８に通すことにより、次式
で示す無効電力が得られるのである。

Ｑ−ｋｋ’　Ｖｌ　　ｓｉｎψ このようにして角周波数ωの影響を受けず、周波数特性
の優れた無効電力を得ることができるのである。

第４図は第１図の電子無効電力量計に使用される乗算器
の回路図である。

この乗算器に供給される電圧信号ＣＶは抵抗Ｒ１を介し
て積分器を構成するオペアンプＡ１の反転入力に供給さ
れている。オペアンプ△１の出力と入力との間には積分
コンデンサＣ＋が接続され、またオペアンプＡ１の非反
転入ノコはアースに接続されている。オペアンプＡ＋か
らの積分出力はコンパレータＡ２の非反転入力に供給さ
れ、他方の反転入力に供給されている比較電圧ｅｈと比
較されている。コンパレータＡ２の出力は抵抗Ｒ１を介
してオペアンプＡＩ　の反転入力に接続されるとともに
、増幅率が１のインバータＩＶを介してスイッチＳ１お
よびＳ２の制御入力に接続されている。

また、インバータＩＶの出力は直列に接続された２個の
抵抗Ｒ＋　、Ｒ＋を介してアースに接続されている。こ
の直列に接続された２個の抵抗Ｒ１の接続点はコンパレ
ータΔ２の反転入力に接続されている。コンパレータＡ
２の出力はスイッチＳ３およびＳ４の制御入力に接続さ
れている。４個のスイッチ８１〜Ｓ４はブリッジに接続
され、スイッチＳ＋　とＳ３との接続点に電流信号ｅｉ
が供給され、スイッチＳ２と８４との接続点にＴｉ流信
号−ｃｉが供給されている。また、スイッチＳ１と８４
との接続点からは抵抗Ｒ２を介して信＠　ｅｏｐが出力
され、スイッチＳ２と８３との接続点からは別の抵抗Ｒ
２を介して信号ｅｏｎが出力されている。

これらの信号を出力する出力端間には直列に接続された
一対のコンデンサＣ２が接続されている。

この出力端に接続されている抵抗Ｒ２およびコンデンサ
Ｃ２からなる回路はローパスフィルタを構成しているも
のである。

このように構成された乗算器において、まず入力電圧信
号ｃｖ−Ｑの場合について考える。また、この時、コン
パレータ△２の出力を論理「１」とし、これを反転した
インバータＩＶの出力を−ｅｒとすると、この出力ｃｒ
は直列に接続された抵ｔｉＲ１によって分圧され；コン
パレータＡ２の反転入力に供給される比較電圧はｅｈは
−ａｒ／　２となっている。コンパレータＡ２の出力ｅ
ｒは抵抗Ｒ１を介してオペアンプＡ＋の反転入力に供給
されているので、オペアンプＡ１の積分出力は負方向へ
の積分傾斜を示す、そして、この積分値が比較電圧ｅｈ
−−ｅｒ／　２に達すると、コンパレータＡ２は反転し
て、論理「０」となる。

この結果、インバータＩＶの出力は＋ｅｒとなるため、
コンパレータＡ２の反転入ツノに供給される比較電圧ａ
ｈはｃｒ／　２となる。そして、オペアンプ△１の反転
入力には−Ｏｒが供給されるので、オペアンプＡ＋の積
分出力は正方向への積分傾斜を示す。オペアンプ△１の
積分値が比較電圧ａｈ−ｅｒ／２に達すると、コンパレ
ータＡ２は反転して６　Ｆｌ「１」となる。

以上のように、入力電圧信号ｃｒ　−Ｑの場合には、自
励発振を行ない、１対１のデユーティを有するパルスが
形成される。

次に、入力電圧信＠ｅｖが供給された場合について考え
る。コンパレータＡ２の出力が論理「１」の時間区分を
ｔａとし、論理ｒＯＪの時間区間を【ｂとすると、各区
間におけるオペアンプからなる積分器の出ノ〕は次のよ
うになる。

ｅｋ（ｔａ）ｆｆｉ　　（−１／Ｒ＋　　ＣＩ　　）（
ｆｏ　　ｅｖ　ｄｔ＋ｆｏ　　ｅｒ　ｄｔ）−ｔａ（ｅ
ｖ＋ｅｒ）／Ｒ＋　　Ｃｔ −−Ｏｒ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・
・・（３）ｅｋ（ｔｂ）＝　　（−１／Ｒ＋　　ＣＩ　
　）（ｆＯｅｖ　ｄｔ＋ｆＯｅｒ　ｄｔ） −ｔｂ（ｅｖ−ｅｒ）／Ｒ＋　　ＣＩ −ｃｒ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・
・（４）ｔａ−ｅｒＲＩ　　ＣＩ　　／　（（３ｒ＋ｅ
Ｖ）　　　　　　　　　−（５）ｔｂ＝ｅｒＲ＋　　０
１／　（’ｅｒ−ｅｖ）　　　　’　　　　−（ａ）以
上から、ｅｒによるｔａ、　ｔｂの変化の比、デユーテ
ィ・Ｖイクルを調べると、次のようになる。

Ｄ　−ｔａ／　（ｔａ＋　ｔｂ）　−（ｅｒ−ｅＶ）　
／　２０ｒ・（７）Ｄ　−ｔｂ／　（ｔａ＋　ｔｂ）　
−（ｃｒ＋ｃｖ）　／　２　ｅｒ−（ｓ）この出力によ
ってスイッチ８１〜＄４が駆仙され、このスイッチを介
して電流信号ｅｉを出力し、これを抵抗Ｒ２およびコン
デンサＣ２からなるローパスフィルタを介して積分する
ことにより次式に示すように電圧信号ｅｖと電流信号ｅ
ｉとの積に比例した出力を得ることができるのである。

ｃｏｐ　　−ｅｉ　（Ｄ　）　　＋　　（−ｅｉ）　　
Ｄ−ａｙ　　ｅｉ　　／ｅｒ・・・（９） Ｏｏｎ−ｅｉ（１））　　＋　　（−ｃｉ）　　Ｄ　−
−ｃｖ　ｅｉ　　／ｃｒ・・・（１０） このように構成される乗算器の！！Ａ！ｙｌ電源電圧を
■ｄｄ、　ＶＳＳとすると、Ｖｄｄはほぼ一トｅｒ（Ｖ
ｄｄ凸＋ｅｒ）であり、■ＳＳＧ、Ｌはぼ一〇ｒ　（Ｖ
　ＳＳ云−Ｏｒ）であるので、入力信号ＣｖはＩ　Ｖｄ
ｄｌ　、　　ｌ　Ｖｓｓｌ　＞　Ｉ　ｅｖｌおよびＩ　
Ｖｄｄｌ　、　　ｌ　Ｖｓｓｌ　＞　Ｉ−ｅｖｌでなけ
ればならないので、すなわち入力信号は電源電圧よりも
小さくなければならないので、上式（９）、（Ｋｌ）か
ら出力ｃｏｐおよびａｏｎはｅｖ　ｅｉよりも小さくな
る。

すなわち、乗算器において信号レベルが低下することに
なる。これを第３図の無効用ツノ用計で考えてみると、
乗１８５４．７が直列に接続されているので、その分＠
算器７の出力信号レベルが低下することになり、この結
集積分器８の特性を悪化させ、調整が困難となる。

（発明が解決しようとする課題） 従来の電子式無効を力岳計においては、乗算器において
信号レベルが低下するため、特性が悪化するという問題
がある。

この発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的と
するところは、特性を向上して高請度に無効電ツノを測
定することができる電子式無効電力量計を提供すること
にある。

［発明の構成］ （Ｔ！１題を解決するための手段） 上記問題点を解決するため、負荷電圧および負荷に流れ
る消費電流による無効電力を算出する電子式無効電力量
計において、この発明は、前記負荷電圧に比例した電圧
信号の位相をシフトする移相手段と、該移相手段から出
力された電圧信号を該信号のレベルに応じたデユーティ
サイクルを右づるようにパルス幅変調したパルス幅変調
信号によって前記消費電流に比例した電流信号を取り出
ずことにより無効電力を求める乗算手段と、前記電圧信
号の周波数に比例した電圧を出力する周波数−電圧変換
手段と、該変換手段からの出力電圧によってｎＱ記乗算
手段の駆ＩＪ　’ＨＥ　ｌ［９を電圧を可変制御する電
源電圧制御手段とを有することを要旨とする。

（作用） この発明の電子式無効電力量計においては、位相シフト
した電圧信すをパルス幅変調したパルス幅′ａ調信号に
よって電流信号を取り出して無効電力を求める乗算手段
の電源電圧を前記電圧信号の周波数に比例した電圧によ
って可変制御している。

（実施例） 以下、図面を用いてこの発明の詳細な説明する。

第１図はこの発明の一実施例に係る電子式無効電力量計
の構成を示すブロック図である。本実施例の電子式無効
電力量計において符号１〜６．８は前述した第３図にお
いて同じ符号で示す構成要素と同じものであり、補助変
圧器１、補助変流器２、移相器３、乗算１４、交流／パ
ルス変換器５、積分器８である。

補助変圧器１からの出力信号ｅｖ−ｆｌＶ　ｓｉｎωｔ
は移相器３によってπ／２だけ位相をずらされて、次式
のようになり、乗口器４に供給される。

ｅｖ’　＝　（Ｆ７ｋ　Ｖ／ω）　　５ｉｎ（ωｔ　−
π／　２　）また、補助変流Ｐ！ｉ２からの出力信号ｅ
ｉ＝−ｒｌ’１ｓｉｎ　（ωｔ−ψ）は直接乗ｎ器４に
供給され、上式に示す移相器３の出力信号ｅＶ’　と掛
けられ、両者の積が１ｑられる。

一方、補助変圧器１の出力信号ｅｖは、交流／パルス変
換器５に供給されて、交流／パルス変換器５から信号ｅ
Ｖの角周波数ωに対応する信号が得られる。この角周波
数信号は周波数／電圧変換器６に供給されて、周波数に
比例した電圧が周波数／電圧変換Ｖ！Ａ６から御られる
。

周波数／Ｔｉ圧変換器６からの出力電圧は、電源Ｔ１Ｐ
Ｅ変換回路９に供給される。この電源電圧変換回路９は
入力として前記乗算器４に供給するための電源電圧Ｖｄ
ｄおよびＶＳＳが供給されている。これらの電源電圧Ｖ
ｄｄおよびＶＳＳは、周波数／Ｔｉ圧変１！Ａ器６の出
ノＪｍ圧によって可変制御されている。

詳しくは、周波数／電圧変１ｆｉ５６の出力電圧は周波
数に比例しているので、電源電圧ＶｄｄおよびＶＳＳは
周波数に比例して可変制御されることになる。

このように可変あり御された後、電源電圧変換回路９か
ら乗口器４に電源電圧として供給されるようになってい
る。そして、このように電源電圧を制御された乗算器４
の出力信号が積分器８によって積分され、無効電力が得
られるのである。

更に詳しく説明すると、移相器３で位相を０／２だけず
らされた補助変圧器１の電圧信号ｅｖと補助交流器２か
らの電流信号ｅ１とを乗口して、ｇｉ算器４から出力さ
れる電力は前述した式（７）からｅｏｐ−ｅｖ　ａｔ　
７ａｒであるが、この式中の電圧信号ｅｖは移相Ｐ！！
Ｉ３でπ／２、すなわち９０°位相シフトされた結果、
ａｙ’　−ｋｏ　ｅｖ　／ωとなって、周波数の影響を
受けている。従って、この周波数の影響を補償すること
が必要であるが、そのため、式（７）で定義される電力
ｅｏｐの分母を構成している電圧ｅｒを同様に周波数に
比例して可変すればよいことになる。そして、この電圧
ｅｒは前述したように電源電圧Ｖｄｄにほぼ等しいもの
である（　Ｖ　ｄｄ弁ｅｒ）ので、このｅｒの代りにＶ
ｄｄおよびＶｓｓを？ｆｆｌｆｆｌ変電圧変換回路９て
周波数に比例して可変あり御しようとするものである。

このように周波数によって可変シリ御された電源電圧、
すなわら電圧ｅｒ’　はＯｒ’＝ｋｌｅｒ／ｃｔ＋とな
る。従って、電力ｅｏｐはＱＯｐ　−ｅｖ　ｅｉ　／ｃ
ｒにおいてｅｖとしてｃｖ’　−ｋｏ　ｅｖ　／ωＪ３
よびｃｒとしてｃｒ’　−ｋ　１ｅｒ／ωを代入するこ
とにより次のようになる。

ｃｏｐ　＝　（ｋｏ　ａｙ　／ω）　ｅｉ／　（ｋ　＋
　　ｅｒ　／ω）−Ｋｏ　ｅｖ　ｅｉ　／　（ｋ　Ｉｅ
ｒ　）この式かられかるように、電力Ｃｏｐは周波数の
影響を受けないのである。

このような可変ｆｔ、ＩＪ御を電源電圧変換回路９にお
いて行なうために、交流／パルス変Ｉ！ＩＩ器５におい
て補助変圧器１の電圧信号ｅｖの周波数をパルスに変換
して周波数を検出し、これを周波数／電圧変換器６にお
いて電圧、すなわち周波数に比例した電圧に変換し、こ
の周波数に比例した電圧に基づいて電源電圧変換回路９
において電源電圧ＶｄｄおよびＶＳＳをｖ制御し、この
可変シ１１１１１された電源電圧Ｖ　ｄｄ’およびＶ　
３３’　によって乗算器４を作動することにより上述し
たように周波数の影響による変換を除去することができ
るのである。なお、このような構成にすることによりｖ
Ｒ３図で示す従来の電子式無効電力量計に比較して乗算
５７も不要となっている。

第２図はこの発明の別の実施例を示すブロック図である
。同図に示す実施例は、第１図の実施例において乗算器
４の電源電圧を制御する代りに、積分器８の電源電圧を
制御している点が異なるのみで、このため？！２源電圧
電圧変換回路９力電圧を積分器８に供給している。なお
、この実施例におけるその他の構成および作用は第１図
のものと同じである。

［発明の効果］ 以上説明したように、この発明によれば、位相シフトし
た電圧信号をパルス幅変調したパルス幅変調信号によっ
て電流信号を取り出して無効電力を求める乗算手段の電
源電圧を前記電圧信号の周波数に比例した電圧によって
可変制御しているので、電圧信号を位相シフトしたこと
による周波数の影響が乗算手段の電源電圧を周波数に対
応して可変制御することによって除去されるため、従来
のように東口器の信号レベルの低下による特性の悪化が
なく、また移相器による周波数変動もなく、高精度に無
効電力を測定することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例に係る電子式無効電力量計
の構成を示すブロック図、第２図はこの発明の他の実施
例のブロック図、第３図は従来の電子式無効電力量計の
構成を示すブロック図、第４図は乗算器の回路図である
。 １・・・補助変圧器、２・・・補助変流器、３・・・移
相器、４・・・乗算器、５・・・交流／パルス変換器、
６・・・周波数／電圧変換器、８・・・積分器、９・・
・電源電圧変換回路、Ａ＋・・・オペアンプ、Ａ２・・
・コンパレータ、Ｃ１・・・積分用コンデンサ、８１〜
Ｓ４・・・スイッチ。 第２図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 負荷電圧および負荷に流れる消費電流による無効電力を
   算出する電子式無効電力量計において、前記負荷電圧に
   比例した電圧信号の位相をシフトする移相手段と、該移
   相手段から出力される電圧信号を該信号のレベルに応じ
   たデューティサイクルを有するようにパルス幅変調した
   パルス幅変調信号によって前記消費電流に比例した信号
   を取り出すことにより無効電力を求める乗算手段と、前
   記電圧信号の周波数に比例した電圧を出力する周波数−
   電圧変換手段と、該変換手段からの出力電圧によつて前
   記乗算手段の駆動電源電圧を可変制御する電源電圧制御
   手段とを有することを特徴とする電子式無効電力量計。