JPH0295128A - 回路しゃ断器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的コ （産業上の利用分野） 本発明は、事故電流を検出したときに主回路接点を開放
させるという引き外し動作を行なう回路しゃ断器に関す
る。

（従来の技術） この種の回路しゃ断器の一例として、特開昭６２−１．
７３９３０号公報に記載されたものが知られており、こ
れは概路次に述べるような構成となっている。即ち、三
相交流電源と各相比の主回路導体との間には、夫々主回
路接点を介在させており、これら主回路接点は、自動引
き外し装置が駆動されるのに応じて開放されるようにな
っている。上記各相の主回路導体には、これらに流れる
負荷電流を検出する各相用弯流器を夫々設けており、そ
の変流器の二次側出力は個別に全波整流された後に、各
相比負担回路において各相の負荷電流値を示、す三種類
のアナログ電圧信号に変換される。上記負担回路の出力
側には最人相弁別回路を設けており、この弁別回路は上
記各相のアナログ電圧信号のうち最大の信号を選択して
信号変換回路に与える。この信号変換回路は、人力され
たアナログ電圧信号の実効値または平均値を演算するよ
うになっており、その演算結果値はＡ−Ｄ変換回路によ
りデジタル電圧信号に変換された後にマイクロコンピュ
ータに与えられる。このマイクロコンピュータは、入力
されたデジタル電圧信号により示される負荷電流値のレ
ベル判別を行ない、斯かるレベル判別結果に基づいて所
定の時限動作を行なった後に前記自動引き外し装置を駆
動し、以て主回路接点を開放させるという引き外し動作
を行う。

（発明が解決しようとする課題） 上記従来構成の回路しゃ断器では、各相比のアナログ電
圧信号のうち最大電圧レベルの信号の弁別並びに斯様に
弁別されたアナログ電圧信号の実効値または平均値の演
算のために、多数のアナログ回路素子を備える必要があ
って回路構成の複雑化やコストの上昇を伴うという事情
下にある最人相弁別回路及び信号変換回路を利用してい
る。

このため、全体の製造コストの高騰を招くばかりか、こ
れら最大粗弁別回路及び信号変換回路の出力レベルを調
整するための面倒な作業が必要となる問題点があった。

本発明は上記のような問題点を解決するためになされた
もので、その目的は、回路構成の簡単化により安価にで
きると共に、面倒な調整作業を不要にでき、しかも引き
外し動作のための信号処理時における信号誤差を小さく
できて安定した保護動作を行ない得る等の効果を奏する
回路しゃ断器を提供するにある。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は上記目的を達成するために、複数相の交流電路
に流れる各相負荷電流を検出する電流検出手段を備え、
この電流検出手段からの各相比アナログ電圧信号により
示される負荷電流値に基づいて引き外し動作を実行する
ようにした回路しや断器において、前記電流検出手段か
らの各相比アナログ電圧信号を所定の順序で択一的に通
過させるという選択動作を繰返す信号選択手段、この信
号選択手段を通過したアナログ電圧信号と所定の基準電
圧を反転入力端子及び非反転入力端子に受けて両入力電
圧の差を各相の負荷電流値に対応した増幅アナログ電圧
信号として出力する差動増幅手段、この差動増幅手段か
らの出力をデジタル変換するＡ−Ｄ変換回路、並びにこ
のＡ−Ｄ変換回路からのデジタル電圧信号により示され
る各相の負荷電流値に基づいて前記引き外し動作を実行
する信号処理回路を夫々設けた上で、前記信号選択手段
を、前記選択動作の他に、前記差動増幅手段の一方の入
力端子に対して他方の入力端子に与えられる前記基準電
圧と同一電圧レベルの補助アナログ電圧信号を与えるこ
とにより当該差動増幅手段から増幅補助アナログ電圧信
号を出力させるように構成し、前記信号処理回路による
引き外し動作が、前記増幅アナログ電圧信号及び増幅補
助アナログ電圧信号に夫々対応した各デジタル電圧信号
の差に基づいて行なわれるように構成したものである。

このとき、信号処理回路をマイクロコンピュタにより構
成し、入力されるデジタル電圧信号に基づいて少なくと
も負荷電流の実効値若しくは平均値の演算を行なうとノ
（に、その演算結果に基づいて引き外し動作を実行する
ように構成することもできる。

また、信号処理回路は、前記信号選択手段の選択動作を
制御すると共に、その制御に同期してデジタル電圧信号
に基づいた引き外し動作を行なう構成であっても良い。

（作用） 電流検出手段からは、複数相の交流電路に流れる負荷電
流値に応じた電圧レベルの各相比アナログ電圧信号が出
力される。すると、信号選択手段が、上記各相比アナロ
グ電圧信号を所定の順序で択一的に通過させると共に、
差動増幅手段が、上記信号選択手段からのアナログ電圧
信号と所定の基準電圧との差を各相の負荷電流値に対応
した増幅アナログ電圧信号として出力するようになる。

また、このとき信号選択手段にあっては、差動増幅手段
の一方の入力端子に前記基準電圧と同一レベルの補助ア
ナログ電圧信号を与え、これにより差動増幅手段から上
記補助アナログ電圧信号及び基準電圧の差に応じた増幅
補助アナログ電圧信号を出力させる。このように出力さ
れる増幅補助アナログ電圧信号は、本来は零レベルとな
る筈であるが、実際には、周囲温度の変化、素子の回路
定数のばらつき等に起因した前記基準電圧の変動分に対
応した電圧レベルが現われるようになる。この場合、負
荷電流値に対応した増幅アナログ電圧信号は、上記基準
電圧と前記各相比アナログ電圧信号との差であるから、
結果的に増幅補助アナログ電圧信号の電圧レベルは、上
記増幅アナログ電圧信号により示される負荷電流値に含
まれる誤差分を示すことになる。

しかして、以上のようにして差動増幅手段から出力され
る増幅アナログ電圧信号及び増幅補助アナログ電圧信号
は、Ａ−Ｄ変換回路によりデジタル変換される。この結
果、Ａ−Ｄ変換回路からは、複数相の交流電路に流れる
負荷電流値に対応したデジタル電圧信号が各相毎に繰返
し出力されると共に、基準電圧の変動分（ひいては上記
デジタル電圧信号により示される負荷電流値に含まれる
誤差分）を示す増幅補助アナログ電圧信号に対応したデ
ジタル電圧信号が出力される。そして、信号処理回路に
あっては、前記増幅アナログ電圧信号に対応したデジタ
ル電圧信号により示される各相の負荷電流値と、前記増
幅補助アナログ電圧信号に対応したデジタル電圧信号に
より示される負荷電流値の誤差分との差に基づいて、引
き外し動作を実行する。従って、引き外し動作のための
信号処理をデジタル信号によって行なうことができ、し
かも、その信号処理時における信号誤差を抑制できて安
定した引き外し動作を行なうことができる。

このとき、信号処理回路をマイクロコンピユータにより
構成すると共に、斯かる信号処理回路による前記引き外
し動作のための演算処理を、デジタル電圧信号に基づい
た負荷電流の実効値若しくは平均値の演算結果により行
なうようにした場合には、その引き外し動作の精度が良
くなる。また、斯かる信号処理回路によって、信号選択
手段の選択動作の制御を行なうと共に、この制御に同期
して上記のような引き外し動作を行なうようにすれば、
信号選択手段による選択動作の制御と信号処理回路によ
る信号処理とを同期させるための手段を別途に設ける必
要がなくなる。

（実施例） 以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら説
明する。

全体の電気的構成の概略を示す第１図において、ｌａ、
ｌｂ、ｌｃはＡ、Ｂ、Ｃ各相より成る三相交流電源に接
続される電源側端子で、これらは夫々主回路接点２ａ、
２ｂ、２ｃ及び交流電路たる主回路導体３ａ、３ｂｙ３
ｃを介して負荷側端子４ａ、４ｂ、４ｃに接続されてい
る。５ａ、５ｂ。

５ｃは各相の主回路導体３ａ、３ｂ、３ｃを夫々−次側
導体とした変流器、６ａ、６ｂ、６ｃはＡ。

Ｂ、Ｃ各相用の変流器５ａ、５ｂ、５ｃの二次側出力を
全波整流する整流回路である。このとき、整流回路６ａ
、６ｂ、６ｃの負側の各出力端子はライン７に共通に接
続され、正側の各出力端子は夫々ライン８ａ、８ｂ、８
ｃに接続されている。

９ａ、９ｂ、９ｃは整流回路６ａ、６ｂ、６ｃの出力電
流を各相比のアナログ電圧信号に変換する負担回路であ
り、これらは第２図に示すように、前記ライン８ａ、８
ｂ、８ｃと後述する電源回路１０との間に夫々抵抗Ｒ１
，Ｒ２，Ｒ３を接続することにより構成されている。従
って、ライン８ａ、８ｂ、８ｃには各抵抗Ｒ１，Ｒ２，
Ｒ３での電圧降下に応じたアナログ電圧信号Ｖａ、Ｖｂ
。

Ｖｃが出力されるものであり、各アナログ電圧信号Ｖａ
、Ｖｂ、Ｖｃの電圧レベルは、各相の負荷電流値１ａ、
Ｉｂ、Ｉｃに応じたものとなる。つまり、以上述べた変
流器５ａ〜５ｃ、整流回路６ａ〜６ｃ及び負担回路９ａ
〜９ｃによって、上回路導体３ａ、３ｂ、３ｃに流れる
Ａ、Ｂ、Ｃ各相の負荷電流を検出するための電流検出手
段１１が構成されている。

そして、上記のような電流検出手段１１からライン８ａ
、８ｂ、８ｃに夫々出力される各相比アナログ電圧信号
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、ダイオード１．２ａ、１２ｂ、１
２ｃより成るダイオードＯＲ回路１２を介してライン１
３に与えられると共に、信号選択手段１４に与えられる
ようになっている。

上記信号選択手段１４は、アナログ電圧信号Ｖａ。

Ｖｂ、Ｖｃを所定の順序で択一的に通過させるという選
択動作を、外部からの動作指令信号に基づいて繰返し実
行する等の機能を有するものであり、その具体的な構成
については後述することにする。

１５は信号選択手段１４の出力を増幅する差動増幅手段
としての差動増幅回路で、これの具体的構成も後述する
ことにする。

１６は差動増幅回路１５の出力（つまりアナログ電圧信
号Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）をデジタル変換するＡ−Ｄ変換回
路で、その変換出力は信号処理回］２ 路であるマイクロコンピュータ１７に与えられる。

このマイクロコンピュータ１７は、人力されたデジタル
電圧信号により示される負荷電流値に基づいて主回路接
点２ａ〜２ｃを開放させるという引き外し動作を制御す
るためのものであり、その具体的制御内容については後
述する。また、マイクロコンピュータ１７は、前記信号
選択手段１４の制御も行なうように構成されており、そ
の出力ホトＰ１から信号選択手段１４を動作させるため
の動作指令信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄを出力する。そ
して、マイクロコンピュータ１７の出力ホトＰｏはサイ
リスタ１８のゲートに接続されており、このサイリスタ
１８は、そのアノードが釈放形の引き外し装置１９を介
してライン１３に接続されていると共に、カソードがラ
イン７に接続されている。上記引き外し装置１９は、サ
イリスタ１８のオンに応じて通電されたときに図示しな
い引き外し機構を介して主回路接点２ａ、、２ｂ。

２ｃを開放する構成となっている。２０はライン１３及
びライン７間に図示極性の定電圧ダイ第ド２１を介して
接続された限時制御回路で、これは定電圧ダイオード２
１のブレークダウンに応じて通電状態となったときに、
その印加電圧の大小に応じた限時時間経過後にトリガパ
ルスを出力して前記サイリスク１８のゲートに与えるよ
うに構成されている。尚、信号選択手段１４．Ａ−Ｄ変
換回路１６及びマイクロコンピュータ１７の電源は、前
記電源回路１０から得るようになっている。

第２図には信号選択手段１４及び差動増幅回路１５の具
体的な構成例が関連回路と共に示されており、以下この
第２図について説明する。即ち、前にも述べたように負
担回路９ａ、９ｂ、９ｃを構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ
３は、ライン８ａ。

８ｂ、８ｃと電源回路１０との間に接続されている。こ
の電源回路１０は、これに接続されたライン２２にアナ
ロググランド電圧を出力するようなっており、このライ
ン２２及び前記抵抗Ｒ１，Ｒ２、Ｒ３が共通に接続され
たライン２３間に正電圧を出力すると共に、ライン２２
及び前記ライン７間に負電圧を出力する二電源型に構成
されてい］４ る。

信号選択手段１４において、２４ａ、２４ｂ。

２４ｃ及び２４ｄはアナログスイッチで、これらの各入
力側端子は夫々抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒｅ及びＲＩＯを介し
て前記ライン８ａ、　　８ｂ、　８ｃ及び２３に接続さ
れ、また各出力側端子はライン２５に共通に接続されて
いる。このとき、上記ライン２５は抵抗Ｒ７を介してア
ナロググランド電位のライン２２に接続されており、こ
の抵抗Ｒ７にはノイズ吸収用のコンデンサＣ１が並列接
続されている。上記各アナログスイッチ２４ａ、２４ｂ
　　２４ｃ、２４ｄは、そのゲート端子に前記マイクロ
コンピュータ１７からの動作指令信号Ｓａ、５ｂＳｃ、
Ｓｄを受けるようになっており、その信号入力状態で導
通するようになっている。また、信号選択手段１４にお
いて、アナログスイッチ２４ａ、２４ｂ、２４ｃの各入
力端端子には、これらのオフ時に過大電圧が印加される
ことを阻市するためのダイオードＤＩ　、Ｄ２　、Ｄ３
の各アノードが夫々接続されており、これらダイオード
Ｄ１＋Ｄ２．Ｄ３の各カソードは前記ライン２３に共通
に接続されている。

一方、差動増幅回路１５において、２６はライン２３及
び７を電源としたオペアンプで、その非反転入力端子（
＋）がライン２５に接続されていると共に、反転入力端
子（−）が抵抗Ｒ８を介してライン２３に接続されてい
る。また、オペアンプ２６の出力端子と反転入力端子（
−）との間には帰還抵抗Ｒ９及びノイズ吸収用コンデン
サＣ２の並列回路が接続されている。尚、この場合にお
いて、抵抗Ｒ４〜ＲＩＯの抵抗値をその符号で表わした
場合、各抵抗値は、Ｒ４−Ｒ５−Ｒ６−Ｒ８−ＲＩＯ＝
Ｒａ　ＳＲ７＝Ｒ９−Ｒｂとなルヨウニ設定されている
。

さて、以下においては、上記構成の作用についてマイク
ロコンピュータ１７による制御内容と共に説明する。今
、主回路導体３ａ、３ｂ、３ｃに負荷電流が流れた状態
では、ライン８ａ、８ｂ。

８ｃにアナログ電圧信号Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが出力される
ようになるため、電源回路］０が機能して信号選択手段
１４．差動増幅回路１５．Ａ−Ｄ変換回路１６及びマイ
クロコンピュータ１７に電源が与えられるようになる。

このような電源投入状態で、主回路導体３ａ。

３ｂ、３ｃに短絡事故に至らない小規模の事故電流が流
れたときには、次のように作用する。即ち、電流検出手
段１１からライン８ａ、８ｂ、８ｃに対し、Ａ、Ｂ、Ｃ
各相の負荷電流値Ｉａ、Ｉｂ。

Ｉｃに夫々対応した電圧レベルのアナログ電圧信号Ｖａ
、Ｖｂ、Ｖｃが出力されるものであり、これら電圧信号
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの波形は周知のように絶対値波形とな
る。ここで、電源回路１０によってライン２３及び２２
間に出力される電圧をＶｚとした場合、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖ
ｃは次式で表わされる。

Ｖａ−ＲＩ　　Ｉａ＋Ｖｚ Ｖｂ−Ｒ２ｌｂ＋Ｖｚ Ｖｃ−Ｒａ　Ｉ　ｃ十Ｖｚ 一方、マイクロコンピュータ１７は、動作指令信号Ｓａ
、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄをこの順に時分割し］７ た状態で所定周期にて反復出力して信号選択手段１４に
与えることにより、アナログ電圧信号Ｖａ。

Ｖｂ、Ｖｃの選択動作及び後述する補助アナログ電圧信
号Ｖｄの出力動作を行なう。この場合、動作指令信号Ｓ
ａが出力された期間にはアナログスイッチ２４ａが導通
し、ライン８ａに出力されたアナログ電圧信号Ｖａが、
抵抗Ｒ４，アナログスイッチ２４ａ及びライン２５を介
して差動増幅回路１５内のオペアンプ２６の非反転入力
端子（＋）に与えられる。また、動作指令信号ｓｂ及び
Ｓｃ出力された各期間には、アナログスイッチ２４ｂ及
び２４ｃの各導通に応じて、ライン８ｂ及び８Ｃに出力
されたアナログ電圧信号ｖｂ及びＶｃが、夫々抵抗Ｒ５
，アナログスイッチ２４ｂ、ライン２５或は抵抗Ｒ６，
アナログスイッチ２４ｃ、ライン２５を介してオペアン
プ２６の非反転入力端子（＋）に与えられる。このとき
、上記ライン２５は、アナロググランド電位のライン２
２に対して抵抗Ｒ７を介して接続されているから、上記
のようにアナログスイッチ２４　ａ、２４ｂ、２４　ｃ
の各導通に応じてオペアンプ２６の非反転入力端子（＋
）に与えられるアナログ電圧信号Ｖ’ａ、Ｖｂ、Ｖ’ｃ
は、ライン２２の電位を基準とした場合に次式で与えら
れる。但し、次式においてＶｏはライン２２の電位（ア
ナロググランド電位）である。

Ｖ　ａ　＝　（ＲＩＩａ＋Ｖｚ−Ｖｏ）　Ｒ７／　（Ｒ
４＋Ｉ２７）Ｖ’ｂ　＝　（Ｒ２１ｂ＋　Ｖｚ　−Ｖｏ
）　Ｒ７／　（Ｒ５＋　Ｒ７）Ｖ’ｃ−（Ｒ３１ｃ＋　
Ｖｚ　−Ｖｏ）　Ｒ７／　（Ｒ６＋　Ｒ７）しかして、
オペアンプ２６には、その反転入力端子（−）に対しラ
イン２３からライン２２の電位を基準として（Ｖｚ−Ｖ
ｏ）で示される値の電圧が抵抗Ｒ８を介した後に基準電
圧として与えられ−１また、非反転入力端子（＋）に対
し上記アナログ電圧信号Ｖ’ａ、　Ｖ’ｂ、　　Ｖ’ｃ
の何れかが入力されるため、そのオペアンプ２６による
増幅出力電圧は、次式で得られる。但し、以下において
は、アナログ電圧信号Ｖ’ａ、　Ｖ’ｂ、　　Ｖ’ｃが
入力された各場合においてオペアンプ２６から出力され
る各増幅アナログ電圧信号を、夫々アナロググランド電
位を基準としてＶ　ｘａ、　　Ｖ　ｘｂ、　Ｖ　ｘｃと
して表わすことにする。

Ｖｘａ＝　Ｖ’ａ　（Ｒ８＋Ｒ９）　／Ｒ８−（Ｖｚ−
Ｖｏ）　Ｒ９／Ｒ８Ｖｘｂ＝　　Ｖｏｂ　（Ｒ８＋Ｒ９
）　　／Ｒ８−（Ｖｚ−Ｖｏ）　Ｒ９／Ｒ８Ｖｘｃ−＝
　　Ｖ’ｃ　（Ｒ８＋Ｒ９）　　／Ｒ８−（Ｖｚ−Ｖｏ
）　Ｒ９／Ｒ８ここで、前述したように、Ｒ４＝Ｒ５＝
Ｒ６＝Ｒ８＝Ｒａに設定され、且っＲ７＝Ｒ９’＝Ｒｂ
に設定されているから、Ｖｏａ、　　Ｖ’ｂ、　　Ｖ’
ｃ及びＶ　Ｘａ。

Ｖ　ｘｂ、　Ｖ　ｘｅは夫々次式で得られる。

Ｖ　ａ＝　（１？’ｌｌａ＋　Ｖｚ　−Ｖｏ）　Ｒｂ／
　（１？ａ＋　Ｒｂ）Ｖ　’ｂ−（１？２１ｂ＋　Ｖｚ
　−Ｖｏ）　Ｉ？ｂ／　（１？ａ＋　Ｒｂ）Ｖ　’ｃ＝
　（Ｒ３１ｃ＋　Ｖｚ　−Ｖｏ）　Ｒｂ／　（Ｒａ＋　
Ｒｂ）Ｖｘａ＝　Ｖ’ａ　（Ｒａ＋Ｒｂ）　／ｌ？ａ　
−（Ｖｚ　−’Ｖｏ）　Ｒ６／Ｒａ＝　１ａＲＩＲｂ／
　Ｒａ Ｖｘｂ＝　Ｖ’ｂ　（Ｒａ＋Ｒｂ）　／Ｒａ　−（Ｖｚ
−Ｖｏ）　Ｒｂ／Ｒａ＝　ＩｂＲ２ｔ？ｂ／　Ｒａ Ｖｘｃ−Ｖ’ｃ　（Ｒａ＋Ｒｂ）　／Ｒａ　−（Ｖｚ−
Ｖｏ）　Ｒｂ／Ｒａ−ＩｃＲ３Ｒｂ／　Ｒａ これに対して、上記のような差動増幅回路１５からの増
幅アナログ電圧信号Ｖ　ｘａ、　Ｖ　ｘｂ、　Ｖ　ｘｃ
を受けるＡ−Ｄ変換回路１６は、それら電圧信号Ｖｘａ
、　　Ｖ　ｘｂ、　Ｖ　ｘｃを、ライン２２のアナログ
グランド電位Ｖｏを基準とせずに共通電位ライン７の電
位を基準として人力する。従って、Ａ−Ｄ変換回路１６
へ入力される実際の増幅アナログ電圧信号Ｖ’ｘａ　、
　Ｖ’ｘｂ　、　Ｖ’ｘｃは次式で与えられる。

Ｖ　ｘａ　＝　１ａＲＩＲｂ／　Ｒａ＋　Ｖ　。

Ｖ　’ｘｂ　　−１ｂＲ２Ｒｂ／Ｒａ十Ｖ　。

Ｖ　ｗｅ　−１ｃＲ３Ｒｂ／　Ｒａ＋　Ｖ　。

ここで、アナロググランド電位Ｖｏが周囲温度の影響或
は素子の回路定数のばらつき等で変動した場合の値をＶ
’ｏ、前記オペアンプ２６のオフセット電圧をＶｏｆｆ
’とすると、上記増幅アナログ電圧信号Ｖ’ｘａ　、　
Ｖ’ｘｂ　、　Ｖ’ｘｃは次式となる。

Ｖ　　ｘａ　　−１ａＲＩＲｂ／　ｌ？ａ＋　Ｖ　’ｏ
十Ｖ　ｏｆｒＶ　’ｘｂ　＝　ｌｂｌ？２１？ｂ／　Ｉ
？ａ＋　Ｖ　’ｏ＋　Ｖ　ｏｒｆＶ　’ｘｃ　　−１ｃ
Ｒ３Ｒｂ／Ｒａ＋　Ｖ　’ｏ十Ｖｏｆｒ一方、マイクロ
コンピュータ１７から前記動作指令信号Ｓｄが出力され
た場合には、信号選択手段１４は次のように作用する。

即ち、この動作指令信号Ｓｄの出力時には、アナログス
イッチ２４ｄが導通し、ライン２３及び２２間の電圧Ｖ
ｚが、抵抗Ｒ１０，アナログスイッチ２４ｄ及びライン
２５を介してオペアンプ２６の非反転入力端子（＋）に
補助アナログ電圧信号Ｖｄとして与えられる。

このとき、上記ライン２５はアナロググランド電位のラ
イン２２に対して抵抗Ｒ７を介して接続されているから
、上記補助アナログ電圧信号Ｖｄは、アナロググランド
電位Ｖｏを基準とした場合、次式で与えられる。

Ｖ　ｄ　＝　（Ｖｚ−’Ｖｏ）　Ｒ？／　（ＲＩＯ＋Ｉ
？７）しかして、オペアンプ２６の反転入力端子（−）
に対しては、電圧（Ｖｚ−Ｖｏ）が抵抗Ｒ８を介して基
準電圧として人力されるから、オペアンプ２６を含む差
動増幅回路１５から出力される増幅補助アナログ電圧信
号Ｖｘｄは次式で与えられる。

Ｖ　ｘｄ　−Ｖｄ　（Ｒ８＋Ｒ９）　　／Ｒ８−（Ｖｚ
　−Ｖｏ）　、Ｒ９／Ｒ８ここで、前述したように、Ｒ
８＝ＲＩＯ＝Ｒａ　。

Ｒ７＝Ｒ，９＝Ｒｂに設定され、また、補助アナログ電
圧信号Ｖｄは削代のように与えられているから、上記増
幅補助アナログ電圧信号Ｖｘｄは次式となる。

Ｖ　ｘｄ＝　（Ｖｚ　−Ｖｏ）　Ｉ？ｂ／　Ｉ？ａ　−
（Ｖｚ　−Ｖｏ）　Ｉ？ｂ／　Ｉ？ａ＝０ つまり、信号選択手段１４は、動作指令信号Ｓｄが与え
られたときに、オペアンプ２６の非反転入力端子（＋）
に対して、その反転入力端子（−）に抵抗Ｒ８を介して
与えられている基準電圧（−（Ｖｚ　−Ｖｏ）　Ｒ９／
　（Ｒ８＋Ｒ９）　）と同一電圧レベルの補助アナログ
電圧信号Ｖｄを与えることになる。

また、Ａ−Ｄ変換回路１６は増幅補助アナログ電圧信号
Ｖｘｄを共通電位ライン７の電位を基準として入力する
から、そのＡ、−Ｄ変換回路１６に実際に入力される増
幅補助アナログ電圧信号Ｖ’ｘｄは、Ｖ　’ｘｄ　−Ｖ
　ｏで得られるようになる。このとき、前述のようにア
ナロググランド電位Ｖｏが変動した場合の値をｖ　’０
．オペアンプ２６のオフセット電圧をＶｏｆｆとした場
合、上起増幅補助アナログ電圧信号Ｖ　−ｘｄは次式と
なる。

Ｖ　’ｘｄ　　＝　Ｖ　’ｏ＋Ｖｏｆｒ以上要するに、
マイクロコンピュータ１７は、信号選択手段１４を制御
することにより差動増幅回路１５からＡ−Ｄ変換回路１
６に対して、Ａ。

Ｂ、Ｃ各相の負荷電流値Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃに比例した電
圧レベルの増幅アナログ電圧信号Ｖ’Ｘａ・。

Ｖ　’ｘｂ　、　Ｖ　’ｘｅ及び増幅補助アナログ電圧
信号Ｖ’ｘｄを時分割した状態で順次与えるものである
。

このとき、ＩａＲＩＲｂ／　Ｉ？ａ＝　Ｖ　ｒ　、　Ｉ
ｂｌ？２Ｒｂ／　Ｉ？ａ　−Ｖ　ｓ　。

１ｃＲ３Ｒｂ／　Ｉ？ａ　−Ｖ　ｔとした場合、Ｖ’ｘ
ａ−Ｖｒ＋Ｖｘｄ　、　Ｖ’ｘｂ　＝Ｖ　ｓ　＋Ｖ’ｘ
ｄ　、　Ｖ’ｘｃ　−Ｖ　ｔ　＋Ｖｘｄとなる。この場
合、負担回路９ａ、９ｂ、９Ｃを構成する各抵抗Ｒ１，
，Ｒ２，Ｒ３を等しく設定しておけば、上記各アナログ
電圧信号ｖ　’ｘａ　。

Ｖ　’ｘｂ　、　　Ｖ　’ｘｃを同じ基準で比較するこ
とができる。そして、上述のように得た各アナログ電圧
信号Ｖ’ｘａ　、　Ｖ’ｘｂ　、　Ｖ’ｘｃ及びＶ’ｘ
ｄは、Ａ−Ｄ変換回路１６によりデジタル電圧信号に変
換された後にマイクロコンピュータ１７に入力される。

しかして、マイクロコンピュータ１７は、予め設定され
たプログラムに基づいて、上述のように入力される各増
幅アナログ電圧信号Ｖ’Ｘａ、Ｖ’Ｘｂ、Ｖ’ｘｃに相
当するデジタル電圧信号と、増幅補助アナログ電圧信号
Ｖ’ｘｄに相当するデジタル電圧信号との差、つまりＶ
ｒ、Ｖｓ、Ｖｔにより示される負荷電流の実効値または
）１４均値の演算、及び斯様な演算により得た各相負荷
電流値のうち最大のものの選択、並びに各相負荷電流値
のレベル判別を実行する。尚、この場合において、マイ
クロコンピュータ１７は、前述したような動作指令信号
Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄによる信号選択手段１４の時分
割制御と同時に、Ａ−Ｄ変換回路１６も時分割制御する
ようになっている。そして、マイクロコンピュータ１７
は、上記レベル判別結果に基づいて事故電流の有無を検
知し、事故電流が流れた旨を検知した場合には、その事
故電流の大きさに応じた限時動作を行なった後に出力ホ
トＰｏからトリガパルスを出力する。すると、このトリ
ガパルスをゲートに受けたサイリスタ１８がターンオン
して引き外し装置１９に通電されるようになるため、主
回路接点２ａ、２ｂ、２ｃが開放されるという通常の引
き外し動作が行なわれる。

ところで、上記増幅補助アナログ電圧信号Ｖ’Ｘｄは、
本来は零レベルとなる筈であるが、実際には、周囲温度
の変化、素子の回路定数のばらつき及びオペアンプ２６
のオフセット電圧Ｖｏｒ［’等に起因したアナロググラ
ンド電位Ｖｏの変動分（ひいてはオペアンプ２６の反転
入力端子（−）に抵抗Ｒ８を介して与えられる基準電圧
の変動分）に対応した電圧レベルとなるものであり、前
記各増幅アナログ電圧信号Ｖ’ｘａ　、　　Ｖ’ｘｂ　
、　　Ｖ’ｘｃ　１．：上記変動分に対応した誤差とし
て含まれるようになる。このときマイクロコンピュータ
１７は、各増幅アナログ電圧信号Ｖ’ｘａ　、　　Ｖ’
ｘｂ　、　　Ｖ’ｘｃに相当する各デジタル電圧信号か
ら、前記誤差分に対応した増幅補助アナログ電圧信号Ｖ
’ｘｄに相当するデジタル電圧信号を差引いた結果（つ
まり電圧信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔに対応したデジタル電圧
信号）の信号処理に基づいて、前記負荷電流のレベル判
別を行なうようになっているから、その信号処理時の信
号誤差を抑制できて、安定した引き外し動作を行なうこ
とができる。

一方、主回路導体３ａ、３ｂ、３ｃに短絡電流等の大規
模の事故電流が流れたときには、次のように作用する。

即ち、この場合には、電流検出手段１１からライン８ａ
、８ｂ、８ｃに出力されるアナログ電圧信号Ｖ　ａ　、
　Ｖ　ｂ’、　Ｖ　Ｃノミ圧Ｌ／　ヘルが急上昇するた
め、ライン１３及びライン７間の電圧もダイオードＯＲ
回路］２を通じて上昇して定電圧ダイオード２１のツェ
ナー電圧を越えるようになる。すると、定電圧ダイオー
ド２１がブレークダウンして限時制御回路２０が通電状
態になるため、上記限時制御回路２０からは、その印加
電圧（即ち負荷電流値）の大小に応じた所定の限時時間
紅過後にトリガパルスが出力される。従って、このトリ
ガパルスによりサイリスタ１８がターンオンされるよう
になり、以て引き外し装置１９により主回路接点２ａ、
２ｂ、２ｃが開放されるという瞬時引き外し動作が行な
われる。

尚、上記実施例では、信号選択手段］４からの補助アナ
ログ電圧信号Ｖｄは、アナログ電圧信号Ｖａ、Ｖｂ、Ｖ
ｃと同一回数出力される構成となっているが、その電圧
信号Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが複数回ずつ出力される毎に１回
だけ出力される構成としても良く、この場合には上記補
助アナログ電圧信号ＶｄをＡ−Ｄ変換回路１６を通じて
マイクロコンピュータ１７にメモリする構成とすれば良
い。

［発明の効果］ 以上の説明により明らかなように請求項１の発明によれ
ば、複数相の交流電路に流れる負荷電流値を示す各相比
アナログ電圧信号を所定の順序で択一的に通過させる信
号選択手段、この信号選択手段を通過したアナログ電圧
信号と所定の基準電圧とを反転入力端子及び非反転入力
端子に受けて両入力電圧の差を各相の負荷電流値に対応
した増幅アナログ電圧信号として出力する差動増幅手段
、この差動増幅手段からの出力をデジタル変換するＡ−
Ｄ変換回路、並びにこのＡ−Ｄ変換回路からのデジタル
電圧信号により示される各相の負荷電流値に基づいて引
き外し動作を実行する信号処理回路を設ける構成とした
ので、必要なアナログ回路素子数を少なくてきて、回路
構成の簡単化及びこれに伴うコストの低減を図り得る。

また、引き外し動作のための信号処理をデジタル的に行
なう構成であるから、従来必要であった面倒な出力レベ
ル調整作業が不要になる。さらに、請求項１の発明には
おいては、前記信号選択手段を、前記選択動作の他に、
前記差動増幅手段の一方の入力端子に対して他方の入力
端子に与えられている基準電圧と同一電圧レベルの補助
アナログ電圧信号を与えることにより当該差動増幅手段
から増幅補助アナログ電圧信号を出力させる構成とする
と共に、前記信号処理回路による引き外し動作が、前記
増幅アナログ電圧信号及び増幅補助アナログ電圧信号に
夫々対応したデジタル電圧信号の差に基づいて行なわれ
る構成としたので、その引き外し動作のための信号処理
時における信号誤差を小さくできて、安定した保護動作
を行ない得るものである。

また、請求項２の発明によれば、信号処理回路をマイク
ロコンピュータにより構成すると共に、デジタル信号処
理により得た負荷電流の実効値または平均値に基づいて
引き外し動作を行なうようにしているから、引き外し動
作の精度が良好になるものである。

請求項３の発明によれば、信号処理回路によって信号選
択手段の選択動作も制御すると共に、斯様な制御に同期
して上記デジタル演算処理を行なう構成であるから、信
号選択手段による選択動作の制御と信号処理回路による
デジタル演算とを同期させるための手段を別途に設ける
必要がなくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す概略的回路構成図
、第２図は同実施例の要部を示す回路構成図である。 図中、２ａ、２ｂ、２ｃは主回路接点、３ａ。 ３ｂ、３ｃは主回路導体（交流電路）、５ａ、５ｂ、５
ｃは変流器、６ａ、６ｂ、６ｃは整流回路、９ａ、９ｂ
、９ｃは負担回路、１０は電源回路、１１は電流検出手
段、１４は信号選択手段、１５は差動増幅回路（差動増
幅手段）、１６はＡ−Ｄ嚢換回路、１７はマイクロコン
ピュータ（信号処理回路）、１８はサイリスク、１つは
引き外し装置を示す。 出願人　　株式会社　　東　　　芝

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、複数相の交流電路に流れる負荷電流を検出して各相
   の負荷電流値に応じた電圧レベルの各相用アナログ電圧
   信号を夫々出力する電流検出手段を備え、上記アナログ
   電圧信号により示される負荷電流値に基づいて引き外し
   動作を実行するようにした回路しや断器において、前記
   電流検出手段からの各相用アナログ電圧信号を所定の順
   序で択一的に通過させるという選択動作を繰返す信号選
   択手段と、この信号選択手段を通過したアナログ電圧信
   号と所定の基準電圧とが夫々与えられる反転入力端子及
   び非反転入力端子を有し上記両入力電圧の差を各相の負
   荷電流値に対応した増幅アナログ電圧信号として出力す
   る差動増幅手段と、この差動増幅手段からの出力をデジ
   タル変換するＡ−Ｄ変換回路と、このＡ−Ｄ変換回路か
   らのデジタル電圧信号を受けるように設けられそのデジ
   タル電圧信号により示される各相の負荷電流値に基づい
   て前記引き外し動作を実行する信号処理回路とを備え、
   前記信号選択手段は、前記選択動作の他に、前記差動増
   幅手段の一方の入力端子に対して他方の入力端子に与え
   られる前記基準電圧と同一電圧レベルの補助アナログ電
   圧信号を与えることにより当該差動増幅手段から増幅補
   助アナログ、電圧信号を出力させるように構成され、前
   記信号処理回路は、前記引き外し動作を前記増幅アナロ
   グ電圧信号及び増幅補助アナログ電圧信号に夫々対応し
   た各デジタル電圧信号の差に基づいて行なうように構成
   されていることを特徴とする回路しや断器。 ２、信号処理回路は、マイクロコンピュータにより構成
   され、入力されるデジタル電圧信号に基づいて少なくと
   も負荷電流の実効値若しくは平均値の演算を行なうと共
   に、その演算結果に基づいて引き外し動作を実行するよ
   う構成されていることを特徴とする請求項１記載の回路
   しや断器。 ３、信号処理回路は、信号選択手段の選択動作を制御す
   ると共に、その制御に同期してデジタル電圧信号に基づ
   いた引き外し動作を行なうように構成されていることを
   特徴とする請求項１記載の回路しや断器。