JPH0295170A

JPH0295170A - 高周波リンク変換装置

Info

Publication number: JPH0295170A
Application number: JP63243842A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka; 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1988-09-30
Filing date: 1988-09-30
Publication date: 1990-04-05
Anticipated expiration: 2009-11-02
Also published as: JPH0687662B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は、高周波リンクを有する電力変換装置に関する
。

（従来の技術）第３図は、従来の高周波リンク変換装置の構成図を示す
ものである。

図中、　ＳＵＰは３相交流電源、Ｌｓは交流リアクトル
、ＣＣ−１は第１のサイクロコンバータ、ＣＧ−２は第
２のサイクロコンバータ、ＣＡＰは高周波進相コンデン
サ、Ｔｒｉ、Ｔｒ２は高周波絶縁トランス、ＩＭは誘導
電動機を各々示す。

また、制御回路として、電流検出器ｃＴｓ。

ＣＴＬ、電圧検出器Ｐ　ＴＳ、　Ｐ　Ｔｃａｐ、回転速
度検出器ＰＧ、整流回路Ｄ、電圧制御回路ＡＶＲ１入力
電流制御回路ＡＣＲ１、位相制御回路ＰＨＣ□。

Ｐ’ＨＣ２、外部発振器Ｏｓ０、速度制御回路ｓｐｃ、
出力電流制御回路ＡＣＲ２が用意されている。

以下、その動作を簡単に説明する。

第１のサイクロコンバータＣＣ−１は、進相コンデンサ
ＣＡＰ　に印加される電圧の波高値Ｖ。ａｐがほぼ一定
となるように電源ＳＵＰから供給される電流工ｓを制御
する。

すなわち、電圧検出器ＰＴｃａｐ及び整流回路りを介し
て、進相コンデンサＣＡＰの電圧波高値Ｖｃａｐを検出
し、電圧制御回路ＡＶＲ↓こ入力する。

ＡＶＲでは、当該電圧検出値ｖ　ｃａｐとその指令値ｖ
ｃａｐを比較し、　その偏差を増幅して、入力電流■８
の波高値指令Ｂｍを作る。当該波高値指令ＩＳｍに電源
電圧ＶＳに同期した単位正弦波ｓｉｎω８ｔを乗じ、入
力電流指令値Ｉ　：　＝Ｉ　責□・ｓｉｎω５ｔを作り
、次の電流制御回路ＡＣＲ工に入力する。ＡＣＲｌでは
、電流検出器ＣＴ８によって検出された入力電流Ｉ８と
、上記指令値Ｉ：を比較し、その偏差を増幅し、第１の
サイクロコンバータＣＣ−１の位相制御回路ＰＨＣ１に
入力する。　このとき位相制御回路ＰＨＣ１の３相基準
電圧ｅａ＋　ｅｂ＋　ｅＣは、外部発振器ｏｓｃによっ
て与えられる。

Ｖ　ｃａｐ＞　Ｖ　ｃａｐとなった場合、入力電流■８
が増加し、有効電力Ｐ、が電源ＳＵＰから、進相コンデ
ンサＣＡＰに供給され、その分エネルギーが蓄積されて
、ＶＣａＰを増大させる。逆に、Ｖｃａｐ＜ｖｃａｐと
なった場合、有効電力Ｐ工が負の値となり、進相コンデ
ンサＣＡＰに蓄えられたエネルギーが電源ＳＵＰに回生
され、Ｖ　ｅａＰは減少する。

すなわち、常に、Ｖ　ｃａｐ　”’：　Ｖ　：ａｐとな
るように制御される。

このとき、入力電流工。は電源電圧ｖＳと同相の正弦波
に制御されるので、入力力率は常に１となり、しかも高
調波成分がきわめて小さくなる特長がある。

第２のサイクロコンバータＣＣ−２は、誘導電動機ＩＭ
　に可変電圧可変周波数の正弦波電流Ｉ＋。

を供給するもので、電動機ＩＭを可変速運転することが
できる。以下、その動作を簡単に説明する。

すなわち、ＰＧによって電動機ＩＭの回転速度ω、を検
出し、速度制御回路ＳＰＣに入力する。

ｓｐｃでは、当該速度検出値ω、とその指令値ωγを比
較し、その偏差に応じて、電動機ＩＭに供給する電流Ｉ
Ｌの振幅ＩＬｍｔ位相θ及び周波数ω８を決定し、その
指令値工、を作る。

出力電流制御回路ＡＣＲ２では、電流検出器ＣＴＬによ
って検出された出力電流工りと、上記指令値Ｉ７を比較
し、その偏差を増幅して、第２のサイクロコンバータＣ
Ｃ−２の位相制御回路ＰＨＣ２に入力する。　このとき
、位相制御回路ＰＨＣ，の３相基準電圧ｅａ、ｅｂ、ｅ
ｏは外部発振器○ｓｃによって与えられる。

ＣＣ−２の出力電流工りはその指令値Ｉ７に一致するよ
うに制御されかつ、その結果、電動機ＩＭの回転速度ω
、は、その指令値ω、に一致するように制御される。

第１又は第２のサイクロコンバータのうち、少なくとも
一方を循環電流式サイクロコンバータとしておくことに
より、前記進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧ｖａ
、Ｖｂ＋　Ｖｃの周波数ｆ　ＣａＰと位相を前記外部発
振器ｏｓｏの出力信号ｅａ＋ｅｂ＋ｅ０の周波数ｆ。と
位相に一致させることができる。

その動作を簡単に説明すると次のようになる。

すなわち、位相制御回路ＰＨＣ，，ＰＨＣ２の基準電圧
ｅａ＋　ｅｂ＋　ｅＱより、進相コンデンサＣＡＰの電
圧ｖａ、Ｖｂ＋　ｖＣの位相が遅れた場合（又は周波数
ｆ。ａｐがｆｏより低くなった場合）、サイクロコンバ
ータＣＣ−１及びＣＣ−２の点弧位相角αが小さくなり
、その分だけ、サイクロコンバータの循環電流Ｉ。を増
大させる方向に働く。サイクロコンバータＣＣ−１及び
ＣＧ−２は進相コンデンサＣＡＰ側から見た場合、常に
、遅れ無効電力を消費する等価リアクタンスＬ。。と考
えることができる。しかもサイクロコンバータの循環電
流工。は上記遅れ無効電力を増加させる役目をはたし、
等価リアクタンスＬｅ０を減少させる。故に、進相コン
デンサＣＡＰと等価リアクタンスＬｃｏの共振周波数ｆ
　ＱａＰはとなり、ｆ　ｅａＰを増加させる。従ってｖ、、ｖｂ。

ｖｏの位相が進んできて、前記基準電圧’４１ａ＋ｅｂ
ｔｅｃに一致する。

ｖａｔ　Ｖｂ＋　ｖｃの位相が進みすぎた場合は逆の動
作を経て、　やはりｅａ、ｅｂ、ｅｏと一致するように
なる。

（発明が解決しようとする課題）上記従来の高周波リンクを有する電力変換装置は、電源
から供給される入力電流Ｉ８は電源電圧Ｖｓと同相の正
弦波に制御することができ、入力力率＝１でしかも高調
波成分の少ない入力電流とすることができる。また、電
動機ＩＭに供給される電流は正弦波に制御され、１−ル
クリップルの少ない運転が可能となる。　さらに、出力
周波数ｆ。

は進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧の周波数ｆ。

ａｐ程度まで高めることが可能となり、電動機ＩＭに、
　Ｏ〜数百Ｈｚの電流を供給することができる。すなわ
ち、超高速の交流可変速電動機を駆動することができる
特長を有する。

しかも、変換器を構成するサイクロコンバータＣＣ−１
及びＣＣ−２は、高周波無効電力源である進相コンデン
サＣＡＰの電圧を利用して、自然転流させているため、
大容量化が極めて簡単に行なえる特長を有する。

しかし、このような従来の電力変換装置は、次のような
問題点がある。

すなわち、　交流リアクトルＬ８やサイクロコンバータ
の循環電流の脈動を抑制する直流リアクトルの容量を小
さくするため、さらには出力周波数の上限値を高めるた
め、第１及び第２のサイクロコンバータの制御相数（制
御パルス数）を増やす必要があり、そのために当該サイ
クロコンバータの入力側（高周波側）に絶縁トランスＴ
ｒｉ　及びＴｒ２が必要となる。

また、第１及び第２のサイクロコンバータとして三角結
線形サイクロコンバータを用いた場合、変換器を構成す
る素子数を半分に低減できる長所があるが、その場合に
は当該サイクロコンバータを構成する他励コンバータ（
交直電力変換器）の入力側（高周波側）を絶縁しなけれ
ばならず、高周波絶縁トランスは不可欠のものであった
。

当該絶縁トランスＴｒｉ及びＴｒ２の容量は、進相コン
デンサＣＡＰの容量に匹敵するほどのものであり、装置
のコストを高くする原因の１になっていた。

また、高周波１−ランスであるため、製作が難しく、い
きおい、損失の大きなものとなり、装置の運転効率を下
げる結果となっていた。特に軽負荷時でも進相コンデン
サＣＡＰの進み無効電力を打ち消す遅れ無効電力をサイ
クロコンバータが消費するため、トランスに流れる電流
は減少せず、非常に効率の悪い運転をよぎなくさせられ
ていた。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、三角
結線形サイクロコンバータを用いた高周波リンク変換装
置において、高周波絶縁トランスの容量を低減し、装置
の運転効率、特に軽負荷時の運転効率を向上させた高周
波リンク変換装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段）以上の目的を達成するために、本発明は、３相交流電源
と、当該交流電源に交流リアクトルを介して出力側端子
が接続された第１の三角結線形循環電流式サイクロコン
バータと、３相交流負荷と、当該交流負荷に出力側端子
が接続された第２の三角形循環電流式サイクロコンバー
タと、前記第１及び第２のサイクロコンバータを構成す
る各他励コンバータ（交直電力変換器）毎に各々、入力
側端子を接続し、その共通入力側端子毎に分割して接続
された複数組の高周波進相コンデンサと、当該複数組の
進相コンデンサを絶縁し、電気的に結合させる高周波ト
ランスとを具備している。

（作用）第１のサイクロコンバータは、進相コンデンサに印加さ
れる電圧の波高値がほぼ一定になるように交流電源から
供給される電流の大きさを制御する。このとき、電源か
ら供給される電流を電源電圧と同相の正弦波に制御する
ことにより、入力力率＝１で、高調波成分の少ない運転
ができる。

第２のサイクロコンバータは、交流電動機等の負荷に可
変電圧可変周波数の正弦波電流を供給する。

第１及び第２のサイクロコンバータは三角結線形の循環
電流式サイクロコンバータで、同数の他励コンバータで
構成される。例えば、制御パルス数を、６パルスとした
場合、他励コンバータ　（３相ブリツジ結線の交直電力
変換器）の数は３台となる。

第１及び第２のサイクロコンバータを構成する各他励コ
ンバータは１台ずつ入力側端子を接続し、その入力側端
子毎に進相コンデンサが設置される。

故に、各他励コンバータは各々の入力側端子に接続され
た進相コンデンサに印加される電圧を利用して自然転流
する。

当該複数組の進相コンデンサに印加される電圧は、２台
のサイクロコンバータの位相制御回路に与えられる基準
電圧（外部発振器によって与える）の周波数と位相に一
致する。言いかえると、進相コンデンサに印加される電
圧の周波数と位相が上記基準電圧の周波数と位相に一致
するように前記第１のサイクロコンバータの循環電流が
自動的に調整される。

上記複数組の進相コンデンサに印加される電圧の波高値
は刻々と変化するが、その電圧バランスを保つために複
数組の進相コンデンサを高周波絶縁トランスによって結
合する。結果的に進相コンデンサに印加される電圧の波
高値はほぼ一定となり、その周波数と位相は前記基準信
号の周波数と位相に一致する。

各他励コンバータがとる遅れ無効電力の大部分は、進相
コンデンサがとる進み無効電力によって打ち消されるの
で、前記高周波絶縁トランスの容量は従来のトランスよ
り大幅に低減される。特に軽負荷時には、トランスを介
して出入りする電力は非常に小さな値となり、損失もご
くわずかな値となる。このようにして運転効率の向」二
が図れる。

（実施例）第１図は、本発明の高周波リンク変換装置の実施例を示
す構成図である。

図中、Ｒ，Ｓ、Ｔは３相交流電源の受電端子、ＬＳＳｖ
　ＬＳＳｖ　ＬｓＴは交流リアクトル、　ＣＣ１は第１
の循環電流式サイクロコンバータ、　ＣＣ２は第２の循
環電流式サイクロコンバータ、Ｍは３相交流電動機、Ｃ
ＡＰ１〜ＣＡＰ３は、高周波進相コンデンサ、ＴＲは高
周波絶縁トランスである。

第１のサイクロコンバータＣＣ３は、　３台の他励コン
バータ（交直電力変換器）ＳＳ、〜Ｓ８３及び直流リア
クトルＬ１〜Ｌ３で構成される。すなわち、三角結線形
循環電流式サイクロコンバータである。

第２のサイクロコンバータＣＣ２は、　３台の他励コン
バータＳ８４〜Ｓ８６及び直流リアクトルＬ４〜Ｌ５で
構成される。

上記第１及び第２のサイクロコンバータの中で、他励コ
ンバータＳＳ、とＳＳ４の入力側端子同志が接続され、
　その端子に進相コンデンサＣＡＰ１が接続される。

同様に、他励コンバータＳＳ２とＳＳ５の入力側端子同
志が接続され、その端子に進相コンデンサＣＡＰ２が接
続される。　さらに、他励コンバータＳＳ３とＳＳｒ、
の入力側端子同志が接続され、その端子に進相コンデン
サＣＡＰ３が接続される。、３組の進相コンデンサＣＡ
Ｐ、〜ＣＡＰ３は高周波絶縁トランスによって電気的に
結合される。

第１のサイクロコンバータＣＣ１の出力側端子は交流リ
アクトルＬＳＲ＋　Ｌｓｓ＋　ＬＥＴを介して３相交流
電源端子Ｒ，Ｓ、Ｔに接続されている。

また、第２のサイクロコンバータＣＣ２の出力側端子は
、３相交流電動機Ｍの電機子巻線に接続されている。

また、制御回路として次のものが用意されている。

すなわち、　ＣＴ　ＲＩ　ＣＴ　ｓ　＋　ＣＴＴは入力
電流検出器、　ＣＴυｔ　ＣＴ　ｖ　ｇ　ＣＴ　Ｖは出
力電流検出器、ＰＴｃａｐは高周波電圧検出器、Ｄは整
流回路、ＰＧは電動機Ｍの回転速度検出器、ＡＶＲは電
圧制御回路、ＡＣＲ，は入力電流制御回路、ＳＰＣは速
度制御回路、ＡＣＲ２は出力電流制御回路、ＰＨＣ，。

ＰＨＣ２は位相制御回路、　０６ｏは基準電圧発生器（
外部発振器）である。

以下、その動作を説明する。

第１のサイクロコンバータＣＣ１は、進相コンデンサＣ
ＡＰ□〜ＣＡＰ３に印加される３相交流電圧ｖａ＋　Ｖ
ｂ＋　Ｖｃの波高値■。ａｐがほぼ一定になるように、
　３相交流電源から供給される電流ＩＲ＋ＩＳ＋　ＩＴ
を制御する。

また、第２のサイクロコンバータＣＣ２は、前記進相コ
ンデンサＣＡＰ１〜ＣＡＰ、を３相電圧源とし、交流電
動機Ｍに可変電圧可変周波数の３相交流電力を供給する
。

両サイクロコンバータＣＣ１，ＣＣ２の位相制御には、
外部発振器Ｏｓ０からの３相基準電圧ｅａ。

８ｂ（ｅｃの信号を用いており、上記進相コンデンサＣ
ＡＰ□〜ＣＡＰ３に印加される電圧ｖａ、　Ｖｂ＋ｖ０
の周波数と位相は、　当該基準電圧ｅａ＋ｅｂ＋ｅｃの
周波数と位相に一致する。

進相コンデンサｑＡＰ□〜ＣＡＰ、、の電圧ｖａ。

Ｖｂ＋　Ｖｃを確立させるための起動動作及び電圧確立
後、当該電圧ｖａｔ　Ｖｂ＋　ＶＣ，の周波数と位相が
、上記基準電圧ｅａ＋　８ｂ＋　ｅＱの周波数と位相に
一致する動作の説明は、特願昭６１−１６５０２８号等
に詳しく記載されているので、それらを参照願いたい。

電圧確立後、第１のサイクロコンバータｃｃ１は次のよ
うに制御される。

まず、高周波電圧検出器ＰＴｃａＰにより進相コンデン
サＣＡＰ、〜ＣＡＰ３に印加される３相電圧ｖａｔ　ｖ
ｂ、ｖｃを検出し、整流回路りを介して電圧波高値■。

ａｐを求める。

電圧制御回路ＡＶＲでは、上記電圧波高値の検出値ｖｃ
ａｐとその指令値ｖ　ｃａｐを比較し、その偏差ωｖ　
”　ｖ　ｃａｐ　　ｖ　ｃａｐを増幅（あるいは積分）
し、入力電流の波高値Ｇｍを求め、その値に電源電圧Ｖ
ＲＩ　ｖｓｌ　ＶＴに同期した単位正弦波を乗じて、次
のような３相入力電流指令Ｉ、、Ｂ＋　ＩＴを電流制御
回路ＡＣＲ１に与える。

工Ｒ：工Ｓｍ′Ｓ１ｎωｓ１　　　　　　　　　　　−
・・■Ｉ　Ｂ＝　Ｉ　ｓｍ　ＨＳｉｎ　（ω５ｔ−２π
／３）　　　・・・■Ｉ７＝　Ｉ６．・ｓｘｎ　（ω５
ｔ＋２　π／　３）　　　　−（３）ただし、ＩＨ，＝
Ｋｖ・εヮで、　Ｋｖは電圧制御を比例増幅した場合の
比例定数とする。

一方、３相入力電流ＩＲ＋　Ｉｓ＋　Ｉ’Ｔは、電流検
出器ＣＴＲ９ＣＴｓ、ＣＴＴによって検出され、入力電
流制御回路ＡＣＲ□に入力される。

入力電流制御回路ＡＣＲ１では、上記電流検出値■。＋
　ＩＳ＋　ＩＴと前記電流指令値工轟、Ｉ貴＋　Ｂを各
々比較し、各偏差ε□”Ｂ　　ＩＲ＋　εｓ＝Ｉ；−Ｉ
８．εＴ＝Ｉ牛−ＩＴを増幅（Ｋ１倍）する。　さらに
次の演算によって、位相制御入力信号Ｖα１〜すＣ３を
求める。

すα、二に工（εＲ−εＳ）　　　　　　　　　・・・
に）ｕａｚ　＝　Ｋｔ　Ｃ１：ｓ　　ＥＴ）　　　　　
　　　　　−（５）すα、＝に工（Ｃ１−εＲ）　　　
　　　　　・・・０ここで、ＶＣ、は第１のサイクロコ
ンバータＣＣ１の他励コンバータＳ８１の位相制御入力
信号となる。同様にすＣ２，ＶＣ３は各々他励コンバー
タＳＳ２及びＳＳ３の位相制御入力信号となる。

これらの位相制御入力信号すα１〜Ｖα３は位相制御回
路ＰＨＣ１に入力され、外部発振器０６゜から与えられ
る３相基準信号ｅａ＋　ｅｂｙ　ｅｃと比較され、第１
のサイクロコンバータＣＣ□を構成する他励コンバータ
ＳＳ□〜ＳＳ３の点弧位相角α１〜α３を決定する。

他励コンバータＳＳ□〜ＳＳａの出力電圧ｖ１〜ｖ３は
、上記位相制御入力信号すα１〜すＣ３に各々比例した
値になることは公知のことである。

まず、電流制御の動作を説明する。Ｒ相を例にとって説
明を行う。

Ｉ、）Ｉ、となった場合、偏差ε、が正の値となり、　
サα１を増加させ、すＣ３を減少させる。故にＳ８１の
出力電圧■１が図の矢印方向に増大し、逆にＳ８３の出
力電圧ｖ３が減少する。この結果、Ｓ８１の出力電流工
、が増加し、　Ｓ８３の出力電流Ｉ３が減少し、Ｒ相電
流ＩＲ＝Ｉ□−Ｉ３は増加し、指令値１品に近づく。

逆にＩＨ＜ＩＲとなった場合、偏差εＲは負の値となり
、Ｓ８１の出力電圧ｖ１が減少し、　ＳＳ３の出力電圧
ｖ３が増大する。　この結果、ＩＲ＝Ｉ。

■３は減少し、やはり、指令値Ｈに近づく。

指令値Ｂを（０式のように正弦波状に変化させた場合に
は、　Ｒ和実電流ＩＲもそれに追従して、正弦波に制御
される。

Ｓ相、Ｔ相電流も同様に制御される。

次に電圧波高値ｖｃａｐの制御動作を説明する。

Ｖ　ｃａｐ　＞　Ｖ　ｃａｐとなった場合、偏差εＶは
正の値となり、入力電流の波高値指令ＩＬを増加させる
。

入力電流ＩＲＩ　Ｉｓｔ　ＩＴは前述のようにその指令
値Ｂｙ　”貴＋　Ｉ＊ｒに従って制御され、　しかも各
相の電源電圧ＶＲｔ　ｖｓ、ｖ丁と同相の正弦波に制御
される。故に電源からは次式で表わされる有効電力Ｐｉ
が供給される。

Ｐ、＝ＶＲ−ＩＲ＋Ｖｓ−Ｉｓ＋ＶＴ−ＩＴただし、Ｖ
ＳＩｌｌは上記電源電圧の波高値ｔＩｓｍは入力電流波
高値で、前記指令値工：□に一致する。

従って、ｌ５ＩＩＩ”ＩＳｍが増加した分だけ、有効電
力Ｐｉも増加し、エネルギーｐ　１−ｔとして、高周波
進相コンデンサＣＡＰ、〜ＣＡＰ、の蓄積エネルギーを
増大させる。すなわち、となって、電圧波高値■。ａｐを増加させ、指令値Ｖご
ａｐに近づく。

逆に、Ｖ　Ｈａｐ　＜　Ｖ　ｃａｐとなった場合、偏差
εヮは、負の値となり、有効電力Ｐ、を減少あるいは、
負の値（電力回生）にして、進相コンデンサＣＡＰ□〜
ＣＡＰ３の蓄積エネルギーを減少させる。故に電圧波高
値Ｖ。ａｐは減少し、指令値Ｖ：ａｐに一致するように
制御される。

また、第２のサイクロコンバータＣＣ２は次のように制
御される。

まず、回転速度検出器ＰＧにより交流電動機Ｍの回転速
度ω１を検出し、速度制御回路ＳＰＣに入力する。

速度制御回路ＳＰＣでは、上記速度検出値ω。

と速度指令値ωγを比較し、　その偏差に応じて電動機
に供給する電流の指令値ＩＵ、Ｉヮ＋　ＩＷを作る。

電動機Ｍが誘導電動機である場合、上記電流指令値Ｉ品
ｌ　Ｂｙ　Ｂはベクトル制御等の手段により求められる
。

また、電動機Ｍが同期電動機である場合、上記電流指令
値■乙１．■ζは、電動機の回転子（界磁）位置に同期
した３相単位正弦波に速度偏差ε、＝ω７−ω１を増幅
（Ｋ　Ｎ倍とする）した値■７□＝ＫＮ・εＮを乗じて
、次式のように作られる。

Ｉ　ｕ：　Ｉ　Ｌｍ　＋　Ｓｉｎω０１　　　　　　　
　　　−・・（９）Ｂ＝ＩＬｍ・ｓｕｎ　（ωｏｔ−２
π／３）　　　・＝　（１０）Ｉ：＝Ｉ乙・５ｕｎ（ω
ｏｔ＋２π／３）　　　・・・（１１）ただし、ω。＝
２πｆ、は同期電動機の回転角周波数である。

このようにして求められた電流指令値■υ＋ＩＶ＋Ｉ口
は、次の出力電流制御回路ＡＣＲ２に入力され、電流検
出器ＣＴ　ｕ　ＨＣＴ　ｙ　ｒ　ＣＴ　ｗによって検出
された出力電流ＩＵ＋　ＩＶＩ　ＩＷと各々比較される
。

各相の電流偏差は各々増幅され、入力電流制御回路ＡＣ
Ｒ□と同様の手法により、位相制御入力信号すα４〜す
Ｃ６が得られ、当該位相制御信号ｆａ。

〜Ｖα６に比例した電圧ｖ４〜■６を発生するように第
２のサイクロコンバータＣＣ２を構成する他励コンバー
タＳＳ４〜ＳＳＧの点弧位相α。〜α６が決＝２０＝定される。

出力電流ＩＵＩ　ＩＶＩ　ＩＷは、各々の電流指令値Ｉ
ｔ　’３＋　Ｈに従って正弦波に制御される。その結果
、電動機Ｍの回転速度ω１は、その指令値ω７に一致す
るように制御される。

第２のサイクロコンバータＣＣ２の循環電流Ｉ０２は、
当該サイクロコンバータの入力側（高周波側）の無効電
力Ｑ。ｏ２　がほぼ一定になるように制御される。

また、第１のサイクロコンバータＣＣ１の循環電流Ｉ。

、は、進相コンデンサＣＡＰ工〜ＣＡＰ３に印加される
電圧ｖａｔ　Ｖｂ＋　ｖｅの周波数と位相が、外部発振
器Ｏ８Ｃから与えられる位相基準信号ｅａｔｅｂ、ｅｏ
の周波数と位相に一致するように、自動的に調整される
。すなわち、定常状態では、進相コンデンサＣＡＰ、〜
ＣＡＰ３の進み無効電力をＱ　ｃ　ａ　ｐとした場合、
ＣＣＩのとる遅れ無効電力Ｑ０゜１は、Ｑｃｃ１＝　Ｑｃａｐ　　Ｑｃｃ２・＝　（１２）とな
るようにＣＣ１の循環電流工。□が自動的に調整される
。

第２図は第１図の装置の第２のサイクロコンバータＣＣ
２の各部電流波形を示す。

図中（ａ）はＣＣ２の出力電流Ｉ　ｕ　ｒ　Ｉ　ｖ　ｒ
　Ｖ　ｖを示すもので、その波高値を■。とじている。

（ｂ）は各コンバータの出力電流Ｉ４−工６を示すもの
で、（ｅ）に示すような波形の循環電流工。２を流した
ときのものである。

（ｃ）はＣＣ２の循環電流■。２を例にしたときの各コ
ンバータの出力電流工、〜Ｉ６を示す。他励コンバータ
ＳＳ４の出力電流■？は（ｃ）の実線のような波形とな
る。

（ｄ）は、（ｂ）で示す波形の各コンバータの出力電流
の和Ｉ　ＴＯＴＡＩ、＝　Ｉ、＋　１．＋　Ｉ６と、（
ｃ）で示す波形の各コンバータの出力電流の和Ｉ　ＴＯ
ＴＡＬ＝　Ｉ　４＋ＩＦ＋Ｉ、’の波形を示す。ＣＣ２
の入力側（高周波側）の無効電力Ｑ０゜２をほぼ一定に
するため、破線で示すＩ　ＴＯＴＡＩ、は大略一定とな
る。

ＣＣ２の循環電流Ｉ０２はＩ　ＴＯＴＡＬとＩ　ＴＯＴ
ＡＬとの差の（１／３）が流れ、（ｅ）で示すような波
形となる。

第２図（ｂ）において、他励コンバータＳ８４の出力電
流Ｉ４は直流分Ｉ　ＴＯＴＡＬ／　３と、交流会■４Ａ
Ｃからなり、当該交流会ｌ４ＡＣは、Ｕ相出力電流■。

をＩｕ＝Ｉｍ・ｓｉｎω。ｔとした場合、　次式のよう
に表わされる。

同様に、ＳＳ、及びＳＳＧの出力電流Ｉ、、　１．の交
流会ｌ５ＡＣｔ　　Ｉ。ＡＣは次式のように表わされる
。

この結果、Ｉｕ”Ｉ＜　　Ｉｇｅ　Ｉｖ＝Ｉｓ　　Ｉ４
ＦＩｗ＝Ｉ６−Ｉ５が成り立つ・他励コンバータＳＳ４の入力電流１８８４は出力電流Ｉ
４に比例した値の高周波電流（周波数は、外部発振器Ｏ
Ｓ０から与えられる基準信号ｅａ、ｅｂ。

ｅｃの周波数ｆ０で、例えば１ｋＨ２）となる。コンバ
ータＳ８４の点弧位相各をα４とした場合、Ｓ８４がと
る有効電力Ｐ８Ｓａは工。・ｃｏＳα。に比例し、無効
電力ＱＳＳ４はＩ４・５ｉｎｃｔ４に比例する。この無
効電力Ｑｓ５４は進相コンデンサＣＡＰ、の進み無効電
力Ｑｃａｐｔの半分の値だけ打ち消される（Ｑｃａｐｔ
の残りの半分は第１のサイクロコンバータＣＣ１のＳ８
１がとる無効電力ＱＳＳ□を打ち消すと考える）。

前記ＳＳ４の点弧位相角α４は９０°を中心として、刻
々と変化するが、ここで説明を簡単にするためα４弁９
０°として説明を行う。故にＳ８４のとる無効電力ＱＳ
Ｓ４はＳ８４の出力電流■。に比例する。

前にも述べたようにＳ８４の出力電流Ｉ４は、直流分Ｉ
　ＴＯＴＡＬ／　３と、交流会ｌ４ＡＣから成り、この
直流分Ｉ　ＴＯＴＡＬ／　３に対応するＳ８４の無効電
力ＱＳＳ４（ＤＣ＋を進相コンデンサＣＡＰ、の半分容
量が打ち消すように選ぶ。

この結果、交流会ｌ４ＡＣに対応するＳ８４の無効電力
Ｑｓｓ４（Ａｏ）が、高周波絶縁トランスＴＲを介して
他のコンバータＳＳＳ及びＳＳ６に出入りすることにな
る。

以上は有効電力ＰＳＳ４を無視して説明したが、有効電
力ＰＳ８４に対しても同様に直流分Ｐ５Ｓｎ（Ｄａ）と
交流会Ｐ　Ｓ８４　（Ａｅ）が考えられ、直流分につい
ては、第１のサイクロコンバータＣＣ１のコンバータＳ
Ｓ１から供給され、交流会がトランスＴＲを介して他の
コンバータＳＳ５及びＳＳＧに出入りすることになる。

他のコンバータｓｓ、、ｓｓ６についても同様になる。

また、第１のサイクロコンバータＣＣ１についても同様
に、各コンバータＳＳ１〜ＳＳ３の出力電流１□〜工、
の交流会に対応する有効電力及び無効電力がトランスＴ
Ｒを介して出入りする。

従来の装置では、交流会に対応する有効、無効電力だけ
でなく、直流分に対応する有効、無効電力が、トランス
ＴＲを介して出入りするため、いきおい、トランスＴＲ
の容量が増大してしまう欠点があった。これに対して本
発明装置では、高周波トランスを介して出入りする電力
は、交流出力電流ＩＵＩ　ＩＶＩ　ＩＷに基づく交流分
に対応するものだけになり、当該トランス容量を大幅に
低減させることが可能となる。

また、負荷が軽くなった場合、前記交流出力電流Ｉｕｔ
　Ｉｖｙ　Ｉｗの波高値工、も小さくなり、各コンバー
タの出力電流の交流分が小さくなって、トランスＴＲを
出入りする電力はごくわずかな値になる。その結果、軽
負荷時の損失が小さくなり、従来装置の欠点であった軽
負荷時の運転効率を、大幅に改善できるようになる。

第１図の装置では６パルスのサイクロコンバータについ
て説明したが、１２パルス、１８パルス、２４パルス等
でも同様に達成できることは言うまでもない。なお、１
２パルスｃ／ｃでは進相コンデンサの分割数は６となり
、高周波トランスの巻線数も６必要となる。１８．２４
パルスｃ／ｃも同様に分割数が各々９，１２と増えてい
く。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明の高周波リンク変換装置は、高周
波絶縁トランスの容量を大幅に低減させることか可能と
なり、また、軽負荷時の損失が減少し、運転効率を格段
に向上させることができる。

さらにトランスの巻線数を減らすことができ、コストの
低減及び小形軽量化を図ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】第１図は本発明の高周波リンク変換装置の実施例を示す
構成図、第２図は第１図の装置の動作を説明するための
電流波形図、第３図は従来の高周波リンク変換装置の構
成図である。Ｒ，Ｓ、Ｔ・・・３相交流電源端子ＬｓＲｔ　ＬＳＳＩ　ＩｊｓＴ”’交流リアクトルＣＣ
□・・・第１の三角結線形循環電流式サイクロコンバー
タＳＳ、〜ＳＳ３・・・他励コンバータ孔工〜Ｌ３・・・直流リアク１−ルＣＡＰ、〜ＣＡＰ、・・・高周波進相コンデンサＴＲ・
・・高周波絶縁トランスＣＣ２・・・第２の三角結線形循環電流式サイクロコン
バータＳＳ、〜ＳＳ６・・・他励コンバータＬ４〜Ｌ６・・・直流リアクトルＭ・・・交流電動機　　　ＰＧ・・・回転速度検出器Ｃ
ＴＲ＋　Ｃ’ｒｓｔ　ＣＴ７・・・入力電流検出器ＣＴ
υ、　ＣＴＶ、　ＣＴＩＩＩ・・出力電流検出器ｐＴ’
ｃａｐ・・・高周波電圧検出器　Ｄ・・・整流回路Ｏｓ
０・・・外部発振器ＰＨＣｌ、ＰＨＣ２・・・位相制御回路ＡＣＲ・、、Ａ
ＣＲ，・・・電流制御回路ＡＶＲ・・・電圧制御回路ｓｐｃ・・・速度制御回路代理人　弁理士　則　近　憲　佑同　　第子丸　健

Claims

【特許請求の範囲】

　３相交流電源と、当該交流電源に交流リアクトルを介
して出力側端子が接続された第１の三角結線形循環電流
式サイクロコンバータと、３相交流負荷と、当該交流負
荷に出力側端子が接続された第２の三角結線形循環電流
式サイクロコンバータと、前記第１及び第２のサイクロ
コンバータを構成する各他励コンバータ（交直電力変換
器）毎に入力側端子を接続し、その共通入力側端子毎に
分割して接続された複数組の高周波進相コンデンサと、
当該複数組の進相コンデンサを絶縁し、電気的に結合さ
せる高周波トランスとを具備してなる高周波リンク変換
装置。