JPH0517799B2

JPH0517799B2 -

Info

Publication number: JPH0517799B2
Application number: JP58036697A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka; Susumu Tadakuma
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1983-03-08
Filing date: 1983-03-08
Publication date: 1993-03-10
Also published as: JPS59165985A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は電動機の制御装置に係り、特に電源か
ら供給される入力電流の高調波を低減し、合わせ
て入力力率の改善を図つた直流電動機の駆動制御
装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

第１図は、従来の直流電動機駆動制御装置の構
成図を示すもので、交流電車を例にとつている。

図中、BUSは単相交流電源の電線路、PTは集
電器、TRは電源トランス、SS₁，SS₂，SS₃はサ
イリスタコンバータ（交直電力変換器）、DCLは
直流平滑リアクトル、DCMは直流電動機、CT_d
は直流変流器、C_N，C_Iは比較器、G_N(S)，G_I(S)は
制御補償回路、PHCは移送制御回路である。

また受電端には進相コンデサCo、交流リアク
トルLo、サイリスタS₁，S₂からなる無効電力補
償装置SVCが付加されている。

直流電動機DCMの速度は次のようにして制御
される。

まず、比較器C_NによつてDCMの回転速度検出
値Ｎと、その指令値N^*を比較し、その偏差ε_N＝
N^*−Ｎを制御補償回路G_N(S)に入力する。G_N(S)の
出力I^* _DCはDCMに供給される電機子電流I_DCの指
令値となる。比較器C_Iによつて偏差ε_I＝I^* _DC−I_DC
を求め、次の制御補償回路G_I(S)を介して、位相
制御入力信号vαを得る、PHCはコンバータSS₁，
SS₂，SS₃の位相制御回路で、前記位相制御入力
信号vαの値に比例した直流電圧Vd＝v₁＋v₂＋v₃
を発生させるようにコンバータの点弧位相角α₁，
α₂，α₃を制御する。

N^*＞Ｎの場合、偏差ε_Nは正と値となり、電機
子電流I_DCを増加させ、電動機DCMを加速する。
逆にN^*＜Ｎの場合、偏差ε_Nは負の値となつて電
機子電流I_DCが減少し、DCMは減速する。最終的
にN^*＝Ｎとなつて落ち着く。

N^*Ｎとなつた場合DCMの磁界電流I_fの方向を
逆転させ回生ブレーキをかける。その場合、電機
子電流I_DCの方向は変らず、直流電圧Vdの向きだ
けが逆になる。電動機DCMの回転エネルギーは
電機エネルギーとなつて電源に回生され、DCM
は急速に減速し、最終的にN^*＝Ｎとなつて落ち
着く。

各コンバータの点弧位相角α₁，α₂，α₃は同一に
制御してもよいが、一般には受電端の無効電力が
より小さくなるように制御される。

電源トランスの２次側の各電圧をV_S2とした場
合、各コンバータの出力電圧は次のように表わせ
る。

v₁＝kV_S2・cosα₁ v₁＝kV_S2・cosα₂ v₃＝kV_S2・cosα₃ ……(1) ただし、ｋ：変換定数また、コンバータの出力電流をI_DCとした場合、
受電端の無効電力Q_Sは次のように表わされる。

Q_S＝k_Q・V_S2・I_DC・（sinα₁＋sinα₂＋sinα₃）
……(2) 出力電圧Vd＝v₁＋v₂＋v₃として−3^PU〜＋3^PU
（PUはパーユニツトを表わす）の範囲を変化する
場合SS₁の出力電圧v₁は−1^PU〜＋^PUの間を連続し
て制御しSS₂及びSS₃の出力電圧v₂，v₃は各々−
1^PUか＋1^PUを段階的に発生させる。例えばVd＝
1.5^PUだけ発生させたい場合、v₁＝−0.5^PU、v₂＝
＋1^PU、v₃＝＋1^PUとなる。

点弧位相角α₁，α₂，α₃が0°〜180°の範囲にわた
つて制御できるものと仮定すれば上記例の場合、
α₁＝120°、α₂＝0°、α₃＝0°となり、(2)式で示さ
れ
た無効電力は、Q_S＝k_Q・V_S2・I_DC・sin120°とな
る。すなわち、コンバータSS₂，SS₃の無効電力
は常に零となる。

しかし、実際の他励コンバータには転流余有角
というものが必要で、上記転弧位相角の制御範囲
は、20°〜150°程度の範囲になる。その結果上記
のように制御する効果は半減され受電端に大きな
無効電力変電をもたらしているのが現状である。

この無効電力の変動は電源電圧の変動をもたら
し他の電気機器に種々の悪影響を与えるばかりで
なく当該他励コンバータ自身の転流失敗の原因に
もなる、この転流失敗を防ぐために、上記点弧位
相角の制御範囲をさらに縮めなければならず、無
効電力はますます大きくなる傾向にある。

上記受電端の無効電力変動を補償するため、進
相コンデンサC_Oと位相制御リアクトル（L_OとS₁，
S₂）からなる無効電力補償装置SVCが付加され
る。

すなわち、進相コンデンサC_Oがとる進み無効
電力と他励コンバータSS₁，SS₂，SS₃及び位相制
御リアクトルがとる遅れ無効電力とが常に等しく
なるように当該位相制御リアクトルの電流値I_Lを
制御している。

第２図は、第１図の受電端の電圧電流ベクトル
図を示すものでV₃は電源電圧、I_Sは電源電流、
I_capは進相コンデンサC_Oに流れる進み電流、I_SSは
他励コンバータSS₁，SS₂，SS₃全体の入力電流、
I_Lは位相制御リアクトルに流れる遅れ電流であ
る。またα_Tは電源電圧V_Sに対する他励コンバー
タ全体の入力電流I_SSの遅れ角で、I_SSの無効分I_Q
は、I_Q＝I_SS・sinα_Tとなる。

故に、I_cap＝I_Q＋I_LとなるようにI_Lを制御するこ
とにより、無効分は打消され、電源電流として、
有効分I_S＝I_SS・cosα_Tだけが残り、基本波力率は
常に１にすることができる。

〔背景技術の問題点〕

このような従来の直流電流機の駆動制御装置で
は次のような問題点があつた。

(a) まず無効電力補償装置SVCの容量は、他励
コンバータの容量と同程度必要となり、そこに
使われるサイリスタ素子S₁，S₂の直並列数が増
加し、高価なシステムとならざるを得ない。

(b) 同様に進相コンデンサC_O及び電源トランス
TRの容量も大きく特に、電気鉄道システムで
は、形状、寸法の面で、その実現を妨げられて
いるところがある。

(c) 受電端の基本波力率＝１の運転はできるが、
他励コンバータあるいは位相制御リアクトル自
身が発生する高調波電流の対策がなされておら
ず、誘導障害をふりまく公害源となる恐れがあ
る。

〔発明の目的〕

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもの
で、受電端の基本波力率を常に１に保持できるこ
とはもちろん電源からとる入力電流を正弦波に制
御し高調波分を除去するようにした直流電動機の
駆動制御装置を提供することを目的としている。

〔発明の概要〕

本発明は交流電源の交流電圧を入力して高周波
電圧を得る循環電流式サイクロコンバータと、前
記高周波電圧が印加され高周波無効電力を発生す
る進相コンデンサと、前記高周波電圧が印加され
直流電動機を駆動する電力変換器と、前記高周波
電圧が一定となる様に前記循環電流式サイクロコ
ンバータを制御する電圧制御回路と、前記直流電
動機の電流が電動機電流基準に等しくなる様に前
記電力変換器を制御する電流制御回路を設け受電
端の基本波力率を常に１に制御し、また受電電流
を正弦波に制御して高調波分を除去する様にした
直流電動機の駆動制御装置である。

〔発明の実施例〕

第３図は、本発明の直流電動機駆動制御装置の
一実施例を示す構成図である。

図中、BUSは単相交流電源の電線路、PTは集
電器、TRは電源トランス、ACLは交流リアクト
ル、CCは高周波の電圧を出力する循環電流式サ
イクロコンバータ、CAPは高周波無効電力源と
なる進相コンデンサ、HFLは３相高周波電源の
電線路、SSは他励コンバータ、DCL_O、DCL₁、
DCL₂は直流リアクトル、DCM₁、DCM₂は直流
電動機である。

循環電流式サイクロコンバータCCは、正群コ
ンバータSP、負群コンバータSN及び直流リアク
トルL_O1，L_O2から構成されている。

また、制御回路として変流器CT_S，CT_d、比較
器C₁，C₂，C₃、制御補償回路G_V(S)，G_S(S)，G_I(S)、
乗算器ML、３相正弦波発生器HFG、位相制御回
路、PH−Ｐ、PH−Ｎ、PHC及び反転増幅器OA
が用意されている。

３相高周波電線路HFLから見た場合、進相コ
ンデンサCAPは常に進み無効電力をとり、循環
電流式サイクロコンバータCC及び他励コンバー
タSSは常に遅れ無効電力をとつている。言いか
えると、CC及びSSは等価的にインダクタンスL_C
と考えることができ、進相コンデンサCAPの容
量をC_Cとすると、高周波電源の発振周波数_Cは次
式のようになる。

c＝１／（2π√_C・_C） ……(3) しかし、ここでは循環電流式サイクロコンバー
タC.C、及び他励コンバータSSの点弧位相を、３
相正弦波発生器HFGからの信号を基準にして与
えているため、当該高周波電源の周波数cは上記
３相正弦波発生器HFGの出力周波数f^* _Cに一致さ
せられる。

次に、その動作原理を簡単に説明する。

まず、他励コンバータSSはゲートしや断し、
循環電流式サイクロコンバータC.Cと進相コンデ
ンサCAPだけで説明する。

循環電流式サイクロコンバータC.C.は正群コン
バータSPと負群コンバータSN及び中間タツプ付
直流リアクトルL_O1，L_O2からなり電源から供給さ
れる電流I_Sに常に正弦波の有効電流となるように
制御している。

正群コンバータの出力電圧V_Pと負群コンバー
タの出力電圧V_Nの平均値が、交流リアクトル
ACLを介して単相電源に印加され、当該平均値
（V_P＋V_N／２の大きさを電源電圧V_S（＝V_n・
sinωt）に応じて、調整することにより電源電流
I_s（＝I_n・sinωt）を制御することができる。

また、正群コンバータの出力電圧V_Pと負群コ
ンバータの出力電圧V_Nの差電圧が直流リアクト
ルL_O1，L_O2に印加され、循環電流I_Oが流れる。通
常、正群コンバータSPの点弧位相角α_Pに対て、
負群コンバータSNの点弧位相角α_Nは、α_N＝180°
−α_Pの関係をもつて制御され上記電圧V_PとV_Nは
平均的につり合つた状態で運転される。故に３相
正弦波発生器HFGの出力周波数^* _cと高周波電源
の出力周波数_cが一致している状態では上記循環
電流I_Oは増減せず、一定値となつている。

第４図は３相正弦波発生器HFGからの位相基
準信号とゲートパルスの関係を表わしたものであ
る。Ｕ，Ｖ，Ｗは３層位相基準信号、GU_Pは正群
Ｕ相サイリスタのゲートパルス信号、GU_Nは負
群Ｕ相サイリスタのゲート信号を示す。正群コン
バータSPの点弧位相角α_Pに対し負群コンバータ
SNの点弧位相α_Nはα_N＝180°−α_Pに制御され、太
線で示した電圧V_Pが正群コンバータから発生さ
れる。同様に負群コンバータの出力電圧V_Nの一
部も示した。

さて、_c＝_c ^*の状態から何らかの外乱によつ
て、高周波電源の周波数_cがずれて、第４図の破
線のように_c＜_c ^*となつた場合を考える。

ゲート信号、GU_P，GU_N等はHFGからの信号
によつて決定されるので、上記高周波電源の周波
数_cがずれても変らない。故に実際上の正群コン
バータの点弧位相角α_Pは△αだけ進み、α_P′＝α_P
−△αとなる。同様に負群コンバータの点弧位相
角α_Nはα′_N＝α_N−△α＝180°−α_P−△α＝180°−
（α_P＋△α）となる。この結果、正群コンバータ
の出力電圧V_Pは増加し、負群コンバータの出力
電圧V_Nは減少する。故に、V_P＞V_Nとなつて循環
電流I_Oを増加させ高周波電源から見たサイクロコ
ンバータの遅れ無効電力をふやす。当該高周波源
の電圧波高値に変化がないとすれば、上記遅れ無
効電力が増加した分だけ前記等価インダクタンス
L_Cが減少したことになる。従つて、(3)式から_Cが
増加し、最終的に_C＝_C ^*となつて落ち着く。

第５図は高周波電源側から見た電圧電流ベクト
ル図を表わしたもので、V_Cは高周波電源電圧、
I_sp，I′_spは変化前と後の正群コンバータSPの入力
電流、I_SP，I′_SPは同様に負群コンバータSNの入力
電流を示す。

_c＞_c ^*となつた場合も同様に循環電流I_Oが自動
的に変化し、最終的に_c＝_c ^*となつて落ち着く。

電源電流I_sを制御するために正群及び負群コン
バータの点弧位相角α_p，α_Nと出力電流値が刻々
と変化するが、それに伴つて循環電流I_Oも変わ
り、_c＝_c ^*を満足する等価インダクタンスL_cと
なる。

また、他励コンバータSSを活かした場合、そ
の出力電力I_DCと点弧位相角α_Dに関係して、高周
波電源側から見た無効電力が増加するが、その分
だけ、サイクロコンバータCCの循環電流I_Oが減
少し、_c＝_c ^*を満足する等価インダクタンスL_c
となつて落ち着く。

第３図にもどつて、受電端の入力電流I_sの制御
動作を説明する。

まず、比較器C₁によつて高周波電源の電圧波
高値の検出値V_cとその指令値V_c ^*を比較し、偏差
ε₁＝V_c ^*−V_cを次の制御補償回路G_v(S)に入力す
る。G_v(S)は比例要素あるいは積分要素からなり、
その出力I_nは電源電流の波高値指令を与える。

乗算器MLは電源電圧V_s（＝V_n・sinωt）に同
期した単位正弦波sinωtと、上記電流波高値I_nを
掛け合わせるもので、その出力I_s ^*（＝I_n・
sinωt）は電源電流I_sの指令値となる。

比較器C₂によつて、上記電源電流の検出値I_sと
その指令値I_s ^*を比較し、その偏差ε₂＝I_s ^*−I_sを制
御補償回路G_s(S)に入力する。G_s(S)も比例要素等
からなりその出力v〓は次の位相制御回路PH−Ｐ
及びPH−Ｎの入力信号となる。ここで、正群コ
ンバータSPの点弧位相角α_pに対し、負群コンバ
ータSNの点弧位相角α_Nが、α_N＝180°−α_pを満足
するように上記負群コンバータの位相制御回路
PH−Ｎには、反転回路OAを介して−v〓を与え
ている。

一方、比較器C₃によつて、他励コンバータSS
の出力電流I_DCの検出値とその指令値I^* _DCを比較し、
その偏差ε₃＝I^* _DC−I_DCを次の制御補償回路G_I(S)に
入力している。G_I(S)は比例要素等からなり、そ
の出力v〓_Dは他励コンバータSSの位相制御回路
PHCの入力信号となる。

まず起動時、他励コンバータSSはゲートしや
断し、循環電流式サイクロコンバータC.C.によつ
て高周波電源（進相コンデンサCAP）の電圧V_c
を確立させる。起動時V_C＝Ｏなので、電圧指令
値V_C ^*をある値に設定すると、偏差ε₁＝V_C ^*＝V_C
が正の値になつて電流波高値I_nを増加させる。故
に電源電流I_Sは当該指令値I^* _S（＝I_n・sinωt）に一
致するように制御され、徐々に増加してくる。

いいかえること、交流電源から有効電力P_S＝
V_S・I_Sが供給され、そのエネルギーはサイクロコ
ンバータCCを介して進相コンデンサCAPに蓄積
されていく。その結果、当該進相コンデンサ
CAPの電圧V_cは徐々に確立してくる。

V_c＝V_c ^*となると、偏差ε₁は零となり、電源か
ら供給される正弦波電流I_Sの波高値I_nも零とな
る。このとき、高周波電源の発振周波数_Cが３相
正弦波発生器HFGの出力周波数_C ^*に一致するよ
うにサイクロコンバータCCの循環電流I_Oは流れ
続ける。実際には上記発振が持続するように回路
損失分だけ、電源電流I_sを供給しなければならな
いので、I_Sは零にはならない。

次に他励コンバータSSのゲートしや断を解除
し、直流電動機DCM₁，DCM₂に直流電流I_DCを供
給した場合を説明する。

直流電動機DCM₁，DCM₂の速度制御あるいは
トルク制御に応じて、直流電流指令値I^* _DCが与え
られる。他励コンバータSSの出力電流I_DCは当該
指令値I^* _DCに一致するように制御される。

直流電動機DCM₁，DCM₂に供給される有効電
力P_DCは他励コンバータSSを介して一時的に進相
コンデンサCAPから供給される。その結果、当
該進相コンデンアCAPの保有エネルギーが減少
し、高周波電源の電圧V_Cを低下させる。

故に、偏差ε₁＝V_C ^*−V_Cが増加し電源から供給
される有効電流I_Sを増大させる。すなわち、直流
電動機DCM₁，DCM₂の駆動に必要なだけの有効
電力を大もとの電源から供給するように制御さ
れ、最終的にV_c＝V_c ^*となつて落ち着く。

このとき、高周波電源の発振周波数_Cが３相正
弦波発生器HFGの出力周波数_C ^*に一致するよう
に、サイクロコンバータCCの循環電流I_Oが自動
的に変化することは前述の通りである、〔発明の他の実施例〕第６図は本発明の直流電動機の駆動制御装置の
他の実施例を示すもので、他励コンバータSSの
制御回路を表わしている。図中、C₄は比較器、
G_N(S)は制御補償回路、ML₂は乗算器を表わし、
他の記号は第３図の実施例に準ずる。

第６図の実施例では比較器C₄によつて、速度
検出値Ｎとその指令値N^*を比較し、その偏差ε₄
＝N^*−Ｎを次の制御補償回路G_N(S)を介して、電
流指令値I_Tを得ているが、実際の直流電流指令値
I^* _DCを与えるとき、乗算器ML₂によつて、 I^* _DC＝I_T×（sinωt）² の演算を行つてから与えている。ここでsinωtは
電源電圧V_Sに同期した単位正弦波である。

第７図は第３図の実施例における電源電圧V_S
＝V_n・sinωt、電源から供給される電流I_S＝I_n・
sinωt及びそのときの電力P_s＝V_S・I_Sの波形を示
したものである。このように単相電源から電力供
給を受ける場合、電力は電源周波数の２倍の周波
数で変動する。

第６図の実施例は上記単相電源からの電力変化
に合わせて、他励コンバータSSからの出力電流
I_DCを変化させたもので、このように制御するこ
とにより高周波電源たる進相コンデンサCAPの
容量を低減させる効果が得られる。

〔発明の効果〕

以上のことから本発明の直流電動機の駆動制御
装置は次のような効果を得ることができる。

(a) 電源から供給される電流は正弦波に制御さ
れ、常に電源電圧と同相にすることができるた
め、入力基本波力率は常に１に保つことができ
るだけでなく、高調波電流は極めて小さくな
る。

(b) この結果電源トランスの容量は従来の半分以
下にまで低減され、しかも外部の電気機器に
種々の悪影響を及ぼすこともなくなる。

(c) 従来受電端に接続していた進相コンデンサに
比較し、高周波無効電力源となる本発明の進相
コンデンサは周波数が高い分だけ寸法形状が小
さくなり値段も安くなる。

(d) また、端相電源の場合、当該電力変化に合わ
せて、他励コンバータの出力電流を制御するこ
とにより、上記進相コンデンサの容量を増加さ
せないで済む。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直流電動機の駆動制御装置の構
成図、第２図はその受電端の電圧電流ベクトル
図、第３図は本発明の直流電動機駆動制御装置の
一実施例を示す構成図、第４図は第３図の装置の
動作を説明するための各部波形図、第５図は同じ
く高周波数電源側から見た電圧電流ベクトル図、
第６図は本発明の他の実施例を示す部分構成図、
第７図は第６図の実施例の動作を説明するための
波形図である。 BUS：単相交流電源の電線路、PT：集電器、
TR：電源トランス、ACL：交流リアクトル、
CC：循環電流式サイクロコンバータ、SP：正群
コンバータ、SN：負群コンバータ、L_O1，L_O2：
直流リアクトル、CAP：進相コンデンサ（高周
波無効電力源）、HFL：高周波電源の電線路、
SS：他励コンバータ、DCL_O，DCL₁，DCL₂：直
流リアクトル、DCM₁，DCM₂：直流電動機、
CT_s，CT_d：交流器、C₁，C₂，C₃，C₄：比較器、
G_V(S)，G_S(S)，G_I(S)，G_N(S)：制御補償回路、ML，
ML₂：乗算器、OA：反転回路、PH−Ｐ，PH−
Ｎ，PHC：位相制御回路、HFG：３相正弦波発
生器。

Claims

【特許請求の範囲】１交流電源の交流電圧を入力して高周波電圧を
得る循環電流式サイクロコンバータと、前期高周
波電圧が印加され高周波無効電力を発生する進相
コンデンサと、前記高周波電圧が印加され直流電
動機を駆動する電力変換器と、前記高周波電圧が
一定となる様に前記循環電流式サイクロコンバー
タを制御する電圧制御回路と、前記直流電動機の
電流が電動機電流基準に等しくなる様に前記電力
変換器を制御する電流制御回路を設けたことを特
徴とする直流電流機の駆動制御装置。２交流電源の交流電圧を入力して高周波電圧を
得る循環電流式サイクロコンバータと、前記高周
波電圧が印加され高周波無効電力を発生する進相
コンデンサと、前記高周波電圧が印加され直流電
動機を駆動する電力変換器と、前記高周波電圧が
一定となる様に前記循環電流式サイクロコンバー
タを制御する電圧制御回路と、前記交流電圧に同
期した電源同期信号（sin wt）の２乗信号
（sin²wt）と第１の電動機電流基準信号の積を演
算して第２の電動機電流基準信号として出力する
乗算回路と、前記直流電動機の電流が前記第２の
電動機電流基準信号に等しくなる様に前記電力変
換器を制御する電流制御回路を設けたことを特徴
とする直流電動機の駆動制御装置。３前記電圧制御回路を電圧基準信号と前記高周
波電圧の検出信号を差動的に入力して交流電流最
大値基準信号を出力する電圧制御増幅回路と、前
記交流電圧に同期した電源同期信号と前記交流電
流最大値基準信号の積を演算して交流電流基準信
号として出力する乗算回路と、前記交流電源に流
れる交流電流の検出信号と前記交流電流基準信号
を差動的に入力してその偏差信号が減少する様に
前記循環電流式サイクロコンバータを制御する電
流制御回路で構成した前記特許請求の範囲第１項
または第２項記載の直流電動機の駆動制御装置。