JPH0153403B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良
に関する。

一般に電磁流量計は、流体の流れ方向に対して
垂直に磁界を与え、同時に流体流路中の電気的信
号の変化を検出し、これに基づいて流体の流量を
計測するように構成されている。最近の電磁流量
計は、交流励磁方式や直流励磁方式に比して零点
の安定性にすぐれている台形波励磁や方形波励磁
などと呼ばれている低周波励磁方式のものが多く
用いられている。この種の低周波励磁方式の電磁
流量計において、特に電磁流量計発信器の励磁コ
イルに定常値が負・零・正・零の順で繰り返す励
磁電流を供給し、電磁流量計発信器から与えられ
る励磁電流の定常値が負・零・正・零の各期間の
信号電圧e_a1、e_a2、e_a3、e_a4を用いて、信号処理
回路で実質的に（e_a1＋e_a2）−（e_a3＋e_a4）なる演
算を行うものは、電気化学的な直流電圧や回路に
基づくオフセツト電圧成分および励磁電流の切換
えに伴うノイズ成分の影響を除去し、流量成分に
関連した出力を得ている。ところでこの方式の電
磁流量計においても、電気化学的な直流電圧が変
動しオフセツト電圧成分が変化するとその影響を
もろに受け、出力変動はまぬがれ得なかつた。し
かもオフセツト電圧は、数百mVにも達し、流量
成分のスパン（１〜10mV）に対し非常に大き
く、かつその過渡変化は直線と見倣すことができ
ない。そこで、信号電圧e_a2とe_a3にそれぞれ係数
を乗じた後（e_a4−3e_a2＋3e_a2−e_a1）なる演算を
行えば、オフセツト電圧成分の２次変動まで除去
できる。しかし実験によればオフセツト電圧成分
は正および負方向に振れるが、その振れは−1V
〜＋1Vていどを越えることがなく、その電位変
化は変曲点を必ずもつていることが確認された。
このためオフセツト電圧成分を２次式近似で除去
する場合には、電位変化の変曲点で大きな誤差が
生ずる。また電磁流量計における励磁電流の最小
値は、信号処理回路の入力換算ノイズとの比によ
つて決定され、入力換算ノイズはほぼベクトル加
算されるため、（e_a1＋e_a2−e_a3−e_a4）なる演算を
行うものと（e_a4−3e_a3＋3e_a2−e_a1）なる演算を
行うものとの比は √1²＋1²＋1²＋1²：√1²＋3²＋3²＋1² ＝２：4.47 となり、後者の演算を行うものの方が同一の大き
さの流量信号を得るための励磁電流の大きさが
2.24倍となり、消費電力は５倍も大きくなる。

本発明は、電磁流量計発信器から与えられる励
磁電流の定常値が負・零・正・零・負・零・正・
零の各期間の信号電圧をそれぞれe_a1、e_a2、e_a3、
e_a4、e_a5、e_a6、e_a7、e_a8としたとき、信号処理回
路で実質的に（e_a6−3e_a5＋2e_a4＋2e_a3−3e_a2＋
e_a1）または（e_a8−3e_a7＋2e_a6、2e_a5−3e_a4＋e_a3）
なる演算を行い、少ない消費電力でオフセツト電
圧成分の３次変動まで除去できる低周波励磁方式
の電磁流量計を実現したものである。

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接
続図である。図において、１は励磁回路で、直流
定電流源１１と、定電流源１１からの電流を切換
えるスイツチ１２，１３とを有している。２は電
磁流量計発信器で、励磁コイル２１、流体が流れ
るパイプ２２および電極２３，２４を備えてい
る。３は信号処理回路で、電磁流量計発信器２の
電極２３，２４間に誘起する電圧e_aを増幅する交
流増幅器３１と、交流増幅器３１の出力電圧e_bが
加えられる直列接続された６個のサンプルホール
ド回路３２_a〜３２_fと、これらサンプルホールド
回路３２_a〜３２_fの出力e_c1〜e_c6が各々係数器３
３_a〜３３_fを介して加えられる演算回路３４と、
演算回路３４の出力e_dを反転するインバータ３５
と、演算回路３４の出力e_dとインバータ３５の出
力e_fとを切換えるスイツチ３６と、スイツチ３６
で選択されたe_dまたはe_fをサンプルホールドする
サンプルホールド回路３７および、励磁回路１の
スイツチ１２，１３を制御するパルスP_1a，P_1b
と、サンプルホールド回路３２_a〜３２_fのサンプ
リングを制御するパルスP_2a〜P_2fと、切換スイツ
チ３６を制御するパルスP₃および、サンプルホ
ールド回路３７のサンプリングを制御するパルス
P₄を第２図に示す如きタイミングで発生するタ
イミングパルス発生回路３８とを有している。そ
して係数器３３_a〜３３_fの係数K₁〜K₆はそれぞ
れK₁＝K₆＝１、K₂＝K₅＝３、K₃＝K₄＝２に選
ばれており、演算器３４で、（e_c1−3e_c2＋2e_c3＋
2e_c4−3e_c5＋e_c6）なる加減演算を行うようになつ
ている。

このように構成した本発明の動作を第２図の波
形図を参照して以下に説明する。まずスイツチ１
２，１３は第２図に示す如き駆動パルスP_1a，P_1b
で制御され、P_1aがオンとなつている期間T₁に定
電流源１１からの電流I_wを正方向に励磁コイル２
１に流し、P_1bがオンとなつている期間T₃に定電
流源１１からの電流I_wを逆方向に切換えて励磁コ
イル２１に流し、P_1a，P_1bが共にオフとなつてい
る期間T₂，T₄には励磁コイル２１に電流を流さ
ない。よつて励磁コイル２１には第２図に示すよ
うに定常値が正の励磁期間T₁と負の励磁期間T₃
および零の休止期間T₂，T₄があり、定常値が
正・零・負・零の順で繰り返す励磁電流I_wが供給
される。なお、励磁電流I_wはスイツチ１２，１３
で切換えられたとき、定電流源１１は有限の出力
電圧しか供給できぬから励磁コイル２１のインダ
クタンスと抵抗による時定数で実際には立上り、
立下りの部分で遅れを伴つたのち定常値となるが
図では省略してある。電磁流量計発信器２の電極
２３，２４間には励磁電流I_wに応じた誘起電圧e_a
が発生する。誘起電圧e_aには第２図に示すよう
に、パイプ２２を流れる流体の流量Ｆに比例した
流量成分V_sの外に、電気化学的な直流電位や回
路によるオフセツト電圧成分V_oと、励磁電流の
切換えに伴うノイズ成分V_eとが重畳されている。
その結果第２図に示す励磁電流の定常値が負・
零・正・零・負・零・正・零・負の各期間に発生
する誘起電圧e_aを一定間隔Δtでサンプリングし
た信号電圧e_a1、e_a2、e_a3、e_a4、e_a5、e_a6、e_a7、
e_a8、e_a9はそれぞれ次式で与えられる。なおオフ
セツト電圧成分V_oはテーラ展開して３次式近似
で示してある。

e_a1＝−V_s−V_e＋V_oO e_a2＝＋V_e＋V_oO＋V_o1＋V_o2＋V_o3 e_a3＝V_s＋V_e＋V_oO＋2V_o1＋2²V_o2＋2³V_o3 e_a4＝−V_e＋V_oO＋3V_o1＋3²V_o2＋3³V_o3 e_a5＝−V_s−V_e＋V_oO＋4V_o1＋4²V_o2＋4³V_o3 e_a6＝＋V_e＋V_oO＋5V_o1＋5²V_o2＋5³V_o3 e_a7＝V_s＋V_e＋V_oO＋6V_o1＋6²V_o2＋6₃V_o3 e_a8＝−V_e＋V_oO＋7V_o1＋7²V_o2＋7³V_o3 e_a9＝−V_s−V_e＋V_oO＋8V_o1＋8²V_o2＋8³V_o3 (1) 信号処理回路３では、まず電磁流量計発信器２
からの誘起電圧e_aを増幅器３１で増幅し、第２図
に示す如きタイミングで発生するサンプリングパ
ルスP_2aによつて、信号電圧e_a1〜e_a9に相当する増
幅器３１の出力が順次サンプルホールド回路３２
_ａにホールドされる。サンプルホールド回路３２_a
のホールド値e_c1は第２図に示す如きタイミング
で発生するサンプリングパルスP_2bによつてサン
プルホールド回路３２_bにホールドされる。同様
にサンプルホールド回路３２_b〜３２_eのホールド
値e_c2〜e_c5は、第２図に示す如きタイミングで発
生するサンプリングパルスP_2c〜P_2fによつてそれ
ぞれサンプルホールド回路３２_c〜３２_fにホール
ドされる。したがつて、サンプルホールド回路３
２_aに信号圧e_a6に関連した電圧がホールドされた
時点では、サンプルホールド回路３２_b〜３２_fに
はe_a5〜e_a1にそれぞれ関連した電圧がホールドさ
れ、サンプルホールド回路３２_aにe_a7に関連した
電圧がホールドされた時点では、サンプルホール
ド回路３２_b〜３２_fにはe_a6〜e_a2にそれぞれ関連
した電圧がホールドされる。これらサンプルホー
ルド回路３２_a〜３２_fのホールド電圧e_c1〜e_c6は
それぞれ係数器３３_a〜３３_fを介して演算回路３
４で（e_c1−3e_c2＋2e_c3＋2e_c4−3e_c5＋e_c6）なる演
算が行われる。その結果演算回路３４の出力端に
はサンプルホールド回路３２_aに信号電圧e_a6に相
当する増幅器３１の出力がホールドされたときの
演算結果e_d1と、信号電圧e_a7に相当する増幅器３
１の出力がホールドされたときの演算結果e_d2と、
信号電圧e_a8に相当する増幅器３１の出力がホー
ルドされたときの演算結果e_d3と、信号電圧e_a9に
相当する増幅器３１の出力がホールドされたとき
の演算結果e_d4を順次繰り返す波形の電圧e_dが得
られる。そしてe_d1〜e_d4は増幅器３１のゲインを
ｋとするとそれぞれ次式で与えられる。

e_d1＝ｋ（e_a6−3e_a5＋2e_a4＋2e_a3−3e_a2＋e_a1）＝4
kV_s(2) e_d2＝ｋ（e_a7−3e_a6＋2e_a5＋2e_a4−3e_a3＋e_a2）＝
−4k（V_s＋2V_e）(3) e_d3＝ｋ（e_a8−3e_a7＋2e_a6＋2e_a53e_a4＋e_a3）＝−4
kV_s(4) e_d4＝ｋ（e_a9−3e_a8＋2e_a7＋2e_a6−3e_a5＋e_a4）＝4
k（V_s＋2V_e）(5) よつて演算回路３４の出力には、サンプルホール
ド回路３２_aに励磁電流の定常値が正または負の
ときの信号電圧に相当する増幅器３１の出力がホ
ールドされた時点では励磁電流の切換えに伴うノ
イズ成分V_eが重畳されているが、定常値が零の
ときの信号電圧に相当する増幅器３１の出力がホ
ールドされた時点では３次式近似のオフセツト電
圧成分V_oO〜V_o3が除去されるとともに励磁電流
の切換えに伴うノイズ成分V_eも除去され流量成
分V_sのみを得ることができる。そこで第２図に
示すタイミングで発生するパルスP₃で切換スイ
ツチ３６を駆動し、演算回路３４の出力がe_d1の
ときはインバータ３５を介して取り出し第２図に
示すタイミングで発生するサンプリングパルス
P₄で演算回路３４の出力e_d1とインバータ３５を
介して取り出すe_d3をサンプルホールド回路３７
に交互に与える。その結果サンプルホールド回路
３７の出力端には流量成分V_sに関連した出力電
圧e_pが得られる。

このように本発明においては、励磁電流の切換
えに伴なうノイズ成分V_eおよびオフセツト電圧
成分の３次変動まで除去できるので、オフセツト
電圧成分が変曲点を持つような変動を示す場合に
も有効に除去できる。この場合に、信号処理回路
３の入力換算ノイズは（1²＋3²＋2²＋2²＋3²＋1²）
^1/2＝5.29となるが、流量成分V_sが４倍されるの
で、その信号対雑音比は5.29／４＝1.32となる。
これに対して、オフセツト電圧の２次変動まで除
去する場合には既述のようにその入力換算ノイズ
は4.47であり流量成分は２倍になるので、その信
号対雑音比は4.47／２＝2.24となる。従つて、本
発明の演算によればオフセツト電圧の３次変動ま
で除去しながら信号対雑音比が２次変動まで除去
する場合に比べてかなり低下していることがわか
る。また、本発明によれば、オフセツト電圧成分
の２次変動まで除去する場合に比べて同一の大き
さの流量信号を得るのに必要な励磁電流は59％
（＝1.32／2.24）でよく、消費電力は35％にも減
少させることができる。さらに、この方式は流量
変動に対して、積算誤差を生じない特質も有して
おり、ランプ状の流量変化に対するオフセツトも
生じない。

なお上述では、励磁電流の定常値が負・零・
正・零・負・零の各期間の信号電圧を用いる(2)式
の演算結果と正・零・負・零・正・零の各期間の
信号電圧を用いる(4)式の演算結果を交互に出力す
る場合を例示したが、いずれか一方を出力するよ
うにしてもよい。ただし実施例のように交互に出
力する場合の方が応答性を２倍よくできる利点が
ある。また上述では、増幅器３１の出力e_bをサン
プルホールド回路３２_aに直接与える場合を例示
したが、第３図に示すように増幅器出力e_bを積分
器３９で一定時間積分した後サンプルホールド回
路３２_aに与えるようにしてもよい。この場合積
分時間T_sを商用電源周期の整数倍に選べば電源
周波数ノイズの影響を除去できる。なお第３図に
おいては、積分器３９として抵抗RIと、演算増
幅器OPと、OPの帰還回路に接続された積分用コ
ンデンサCIと、入力積分時間T_sを制御するタイ
ミングスイツチTSおよび積分値をリセツトする
リセツトスイツチRSを有し、TSおよびRSはタ
イミングパルス発生器３８からのパルスP₅，P₆
によつて駆動されるものか例示されている。また
信号処理回路３は第４図に示すようにデイジタル
演算を行うマイクロプロセツサ４０を用いて構成
してもよい。第４図においては、積分器３９の出
力e_iがＡ／Ｄ変換器４１でデイジタル信号に変換
されてマイクロプロセツサ４０に与えられ、マイ
クロプロセツサ４０で(2)式または(4)式に相当する
デイジタル演算を行い流量成分V_sに相当するデ
イジタル値を出力し、Ｄ／Ａ変換器４２でアナロ
グ信号に変換した後サンプルホールド回路３７に
ホールドして、この出力端に流量成分V_sに関連
した出力電圧e_pを得るものが例示されている。な
お第４図において積分器３９で基準電圧e_rをパル
スP₇で駆動されるスイツチTS′を介して与え、e_r
を一定時間だけ積分した値をＡ／Ｄ変換器４１で
デイジタル信号に変換後マイクロプロセツサ４０
に与えて、スパン調整等を行うようにしてもよ
い。さらに上述では励磁電流I_wとして矩形波の場
合を例示したが、台形波や商用交流電源を周波数
変換した後整流して得た波形のもの等必要に応じ
て種々の波形のものを用いることができる。

このように本発明においては、電磁流量計発信
器の励磁コイルに定常値が零・負・零・正の順で
繰り返す励磁電流を供給する励磁回路と、電磁流
量計発信器から与えられる励磁電流の定常値が
負・零・正・零・負・零・正・零の各期間の信号
電圧をe_a1、e_a2、e_a3、e_a4、e_a5、e_a6、e_a7、e_a8と
したとき実質的に（e_a6−3e_a5＋2e_a4＋2e_a3−3e_a2
＋e_a1）または（e_a8−3e_a7＋2e_a6＋2e_a5−3e_a4＋
e_a3）なる演算を行う信号処理回路とを有してい
るので、良好な信号対雑音比を有しながらオフセ
ツト電圧成分の３次変動まで除去することがで
き、また少ない消費電力で励磁電流の切り換えに
伴なうノイズ成分を除去できる低周波励磁方式の
電磁流量計を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接
続図、第２図はその動作説明のため波形図、第３
図および第４図は本発明電磁流量計の他の実施例
を示す接続図である。 １…励磁回路、２…電磁流量計発信器、２１…
励磁コイル、２３，２４…電極、３…信号処理回
路、３１…交流増幅器、３２_a〜３２_f…サンプル
ホールド回路、３４…演算器、３７…サンプルホ
ールド回路、３９…積分器、４０…マイクロプロ
セツサ、４１…Ａ／Ｄ変変器、４２…Ｄ／Ａ変換
器、３８…タイミングパルス発生器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電磁流量計発信器の励磁コイルに定常値が
   零・負・零・正の順で繰り返す励磁電流を供給す
   る励磁回路と、電磁流量計発信器から与えられる
   励磁電流の定常値が負・零・正・零・負・零・
   正・零の各期間の信号電圧をe_a1、e_a2、e_a3、e_a4、
   e_a5、e_a6、e_a7、e_a8としたとき実質的に（e_a6−
   3e_a5＋2e_a4＋2e_a3−3e_a2＋e_a1）または（e_a8−3e_a7
   ＋2e_a6＋2e_a5−3e_a4＋e_a3）なる演算を行い、オフ
   セツト電圧成分の３次変動まで除去して流量信号
   を得る信号処理回路とを有する電磁流量計。