JPH03125520A - Ｃａｔｖ用コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、ＣＡＴＶ、ＣＣＴＶ用のアップ・タウンコン
バータに関する。

［従来の技術］ この種のコンバータは、アンテナに入力される多種類の
チャンネルの周波数信号から、所望のチャンネルを選択
し、特定のチャンネル周波数のテレビ出力を得るもので
ある。従来のコンバータは、第３図に示すような回路構
成を有し、アンテナ入力と第１局部（ローカル）発振器
出力より第１中間周波を得る第１ミキサーと、この第１
中間周波と第２局部発振器出力より第２中間周波を得る
第２ミキサーとを備え、第１局部発振器側のみをＰＬＬ
（フェース・ロックド・ループ）回路とし、変換周波数
の安定化を図っていた。

［発明が解決しようとする課題］ ところが、この構成では、第２局部発振器側で不安定と
なる要因を有しており、また、単に、この第２局部発振
器側をＰ　１．、、　Ｌ回路化すると、後述説明から分
かるように、チャンネルセレクトが困難になる。また、
放送装置側においても、同装置の機器にローコスト品を
使用すると放送周波数が安定せず変化する。この放送周
波数の変化に従来構成のコンバータでは十分に追従する
ことかできない。

本発明は、上記問題点を解消するもので、チャンネルセ
レクトに影響なく、第２局部発振器側をＰＬＬ回路に組
み入れることにより、変換周波数の高安定化を図ると共
に、入力周波数に変化があっても、それに追尾すること
ができるＣＡＴＶ用コンバータを提供することを目的と
する。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために本発明は、多種類のアンテナ
入力周波数信号の中から所望の周波数信号を選択し、か
つ、所定のチャンネル出力に変換するＣＡＴＶ用コンバ
ータにおいて、第１局部発振器と、所望のチャンネルデ
ータと第１局部発振器出力が入力されるプログラマブル
カウンタと、同カウンタ出力とリファレンス発振器出力
との位相比較を行う位相比較器とからなる第１のＰ　Ｌ
　Ｌ回路と、上記第１局部発振器と、この第１局部発振
器出力と上記アンテナ入力信号とが入力される第１ミキ
サーと、この第１ミキサーによる第１中間周波数信号出
力と第２局部発振器出力とか入力される第２ミキサーと
、所望のチャンネルデータと上記第２ミキサーによる第
２中間周波数信号出力か入力されるプログラマブルカウ
ンタと、同カウンタ出力とリファレンス発振器出力との
位相比較を行う位相比較器とからなる第２のＰＬＬ回路
と、上記第１のＰＬＬ回路と第２のＰＬＬ回路のいずれ
かが閉回路となるように回路を切換えるスイッチング手
段とを備え、上記第１のＰＬＬ回路にて所望の周波数信
号を選択した後、上記スイッチング手段にて上記第１の
ＰＬＬ回路に代えて上記第２のＰＬＬ回路を閉回路とし
、かつ、上記プログラマブルカウンタへのチャンネルデ
ータを変更するようにしたものである。

［作用］ 上記構成によれば、まず、第１のＰ　１．＝　１．、回
路にて所望のチャンネルをセレクトする。このＰ　Ｌ　
Ｌ回路のロックディテクター出力信号が得られた後に、
スイッチング手段を切換えて、第１のＰＬＬ回路に代え
て、第２局部発振器と第２ミキサーを含んだ第２のＰＬ
Ｌ回路か形成される。かくして、第２局部発振器側をも
ＰＬＩ一方式にして、安定した変換周波数出力が得られ
、しかも受信波の変化にも追尾し得る。

［実施例］ 本発明のＣＡＴＶ用コンバータの一実施例構成を第１図
に示す。本実施例は、第３図に示した従来構成に比べて
、破線で囲んだ部分の回路が追加されている。

全体構成を説明すると、アンテナ人力１より入力ローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）２、第１ミキサー（ＤＢＭ：タプ
ルバランスドミキサー）３、第１中間周波（ＩＰ）アン
プ（バンドパスフィルタでもある）４、第２ミキサー５
、および第２中間周波（ＩＰ）アンプ６を経て、ＴＶ出
カフに至る。

第１ミキサー３には、第１局部（ローカル）電圧制御発
振器（ＶＣＯ）８の出力がバッファ９を介して与えられ
、第２ミキサー５には、第２局部（ローカル）発振器（
Ｏ３Ｃ）１０の出力が与えられている。第２０−カル０
８ＣＩＯ１第２ミキサー５を用いることにより、イメー
ジレシオ、■Ｆリジェクション、スプリアス妨害等を改
善することができる。

第１０−カルｖｃｏｓの出力は、切換スイッチ１１の接
点Ｎ（、−Ｃ、アンプ１２、ＬＰＦ１３、グリスケーラ
１４、プログラマブルカウンタ１５を経て、位相比較器
（φＤ）１６に入力され、他方、ＰＬＬ基準周波数（リ
ファレンス）Ｏ８ＣＩ７の出力が分周器１８を経て、上
記位相比較器１６に入力される。そして、この位相比較
器１６の出力は、Ｐ　Ｌ　ｌ−用ＬＰＦ１９を介して、
チューニングコントロール電圧として、第１０−カル■
Ｃ０８に与えられ、上記閉回路でもって第１のＰＩ−り
回路が形成される。なお、上記プログラマブルカウンタ
１５には、所望のチャンネルデータ（Ｌ：ロード、Ｄ：
データ、Ｃ：クロック）がシフトレジスタ２０、データ
ラッチ２１を経て与えられている。

一方、位相比較器１６にはＰＬｉ−ロックディテクター
（ＬＤ）出力を得ると共に、切換スイッチ１１を作動さ
せるためのリレー回路を含むロックディテクター回路２
２が接続されている。この回路２２のロックディテクタ
ー出力により、切換スイッチ１１は、接点ＮＣ，−Ｃか
ら接点Ｎ０−Ｃの接続に回路を切換える。この回路切換
により、アンプ１２には第２ＩＰアンプ６の出力、すな
わち、ＴＶ出力が入力される。もって、第１ミキサー３
、第１ＩＦアンプ４、第２ミキサー５、第２ＩＰアンプ
６を含んだ第２のＰＬＬ回路か形成される。

上記回路構成の動作を以下に説明する。いま、アンテナ
人力１に、４４５．２５ＭＨｚの信号か与えられたとき
で、それをＴ”Ｖ出力子に１チヤンネル９１．２５ＭＨ
ｚの周波数信号に変換したい場合を考えると、プログラ
マブルカウンタ１５の分周比１／Ｎを１／２１．．１６
０にする。なお、これを変化させることで、アンテナ入
力の複数の周波数信号のうちの一波をセレクトして、周
波数を変換して、ＴＶ出力を得ることができる。上記の
分周比とするには、チャンネルデータ入力端子に所定の
ＰＬＬデータをデータクロックに同期させてシリアル入
力して、ロード入力を与えればよい。これにより、該デ
ータは、シフ１〜レジスタ２０からラッチ２１に与えら
れ、次のデータが入力されるまで、プログラマブルカウ
ンタ１５では上記データによる分周比が保持される。い
ま、プリスケーラ１４の分周比を１／８とすると、ＰＬ
Ｌ回路内に１／１６９，２８０の分周器が入ることにな
る。

一方、ＰＬＬリファレンス０８Ｃ１７を３．２Ｍ　Ｈｚ
で発振さぜ、分周器１８の分周比を１１５１２とすると
、位相比較器１６には６．２５ＫＨ２の基準周波数信号
が与えられる。

いま、第１０−カルｖｃｏｓがフリーランニングしてい
るとすると、その周波数ｆｘは、バッファ９、切換スイ
ッチ１１の接点Ｎ　Ｃ−Ｃを通り、アンプ１２へ至り、
ＬＰＦ１３、プリスケーラ１４、プログラマブルカウン
タ１５を通り、ｆｘ／１６９．２８０＝ｆＤの周波数と
なり、これか位相比較器１６に与えられ、ここで上記６
．２５ＫＨｚと比較される。位相比較器１６は、３つの
出力状態を有し、第２図（ａ）（ｂ）（ｃ）に示したよ
うに、ｆＤが６．２５ＫＨｚより低い周波数であれは、
その位相差に相当する幅の＋（プラス）方向のパルスを
出力し、また、ｆＤ−６，２５ＫＨｚであれは、出力は
なくなり高インピーダンス（オープン状態）となり、ま
た、ｆＤか６，２５ＫＨｚより高い周波数であれば、そ
の位相差に相当する幅の−（マイナス）方向のパルスを
出力する。

上記の出力は、ＰＬＬ用ＬＰＦ１９（能動型アクティブ
フィルタ）で直流電圧にされて、第１０−カルｖｃｏｓ
の電圧制御端子に加えられる。同ＶＣＯ８では、同端子
に加えられる電圧が高くなると、同ＶＣＯ８を構成する
不図示のバラクタ−ダイオードのバイアス電圧が高くな
り、キャパシタンスが低くなり、結合コンデンサを通し
てコイルとの共振周波数が高くなる。したかって、■Ｃ
Ｏ８に加えられる直流電圧（チューニング・コントロー
ル電圧）が高くなると、その発振周波数は高くなり、逆
に同電圧が低くなると、発振周波数は低くなる。

したかって、ｖｃｏｓの発振周波数ｆｘは、位相比較器
１６の出力が第２図（ｂ）になるところの、１．０５８
ＭＨｚで固定される。ＶＣＯ８の出力は、バッファ９を
通して第１ミキサー３に与０ えられ、その出力、すなわち、第１中間周波は、１，０
５８−４４５．２５＝６１２．７５　Ｍ　Ｉ−Ｉ　ｚと
なって、第１．　Ｉ　Ｐアンプ４を通り、第２ミキサー
５に与えられる。第２ミキサー５がらは、第２０−カル
Ｏ３Ｃ１０の周波数７０４ＭＨｚとの差である９１．２
５ＭＨｚが出力され、第２ＩＰアンプ６を通して、ＴＶ
出カフに出力される。

位相比較器１６は、位相が一致すると、第２図＜ｂ）の
ように高インピーダンスフローティング出力状態になる
と同時に、ロックディテクター（ＬＤ）出力をハイ（ト
Ｉ）レベルにする。そのため、回路２２のトランジスタ
Ｑ１がＯＮになり、リレーＲＹが作動して、切換スイッ
チ１１のリレー接点ＲＹＳは、ＮＣ側に切換わる。また
、不図示のチャンネルデータをセットする装置が、ロッ
クディテクター（ＬＤ）出力がハイ（Ｈ）レベルになっ
たことを検知して、チャンネルデータを変更する。これ
により、プログラマブルカウンタ１５のＮを“’　１８
２５　”にする。

この結果、ＴＶ出カフの９１．２５ＭＨｚが、１ 切換スイッチ１］の接点Ｎ〇−Ｃ、アンプ１２、ＬＰＦ
１３、プリスケーラ１４を経て、プログラマブルカウン
タ１５を通過すると、同カウンタ１５の１／Ｎ出力は、 ９１．２５ＭＨｚ×（１／８）Ｘ　（１／１８２５）６
．２５ＫＨｚとなり、これが位相比較器１６に与えられ
る。これは、ＰＬＬリファレンス０８ｃ１７より位相比
較器１６に与えられる６、２５ＫＨｚと一致する。

かくして、第１ミキサー３、第１ＩＦアンプ４、第２ミ
キサー５、第２０−カル０８ＣＩＯ１第２ＩＰアンプ６
を含めた第２のＰ　Ｌ　Ｌ回路か形成されたことになり
、第２０−カルｏｓｃｔｏの発振周波数のドリフトも制
御されるようになる。したがって、ロックレンジの範囲
内でアンテナ入力４４５．２５ＭＨｚが変化しても、Ｔ
Ｖ出カフには常に、９１．２５ＭＨｚの安定した出力が
得られる。なお、図中、ＰはＡＭ変調の画像信号、Ｓは
ＦＭ変調の音声信号である。

また、切換スイッチ１１のリレー接点がＮＣが　２ らＮｏに切換わった際に、−旦、ロックディテクタ（Ｌ
Ｄ）出力はロー（Ｌ）レベルになるが、この瞬時のＬＤ
出力の変化により、リレー接点が再びＮＣ側に戻るとい
っなことを避けるために、例として、リレー回路に抵抗
Ｒ１とコンデンサＣ１で時定数をもなぜて、瞬時のＬ　
Ｄ出力の変化ではトランジスタＱ１がＯＮ、０ＦＦＬな
いようにしている。なお、第１図の実施例では、説明の
簡略化のためにＰＬＬ回路の切換をリレーで行うものを
示したが、半導体スイッチを用いるほうが一般的である
。

また、接点Ｎｏ−Ｃが導通になり、ＴＶ出力の９１．２
５Ｍ１−Ｉｚが、アンプ１２、ＬＰＦ１３、プリスケー
ラ１４を経て、プログラマブルカウンタ１５に入力され
たとき、このカウンタ１５のＮが２１，１６０のままで
あれば、位相比較器１６が出力を出して、不都合となる
ことが考えられるので、位相比較器１６の出力側とＰ　
Ｌ　Ｌ用ＬＰＦ１９側に、回路を一瞬、オープンするよ
うなスイッチング回路を挿入したり、あるいは、リレー
凹３ 路を電子化する際に接点ＮＣ−Ｃか開となってから、プ
ログラマブルカウンタ１５の分周、ｌｔ　１　／　Ｎが
切換るのを待って、接点Ｎｏ−Ｃが閉となるようにすれ
ばよい。なお、これらの切り換え時に、ｖｃｏｓの発振
周波数ｆｘの１，０５８ＭＨｚか変化しないかとの疑問
が生じるが、現実には、位相比較器１６が高インピーダ
ンス時では、Ｐ　Ｌ　Ｌ用ＬＰＦ１９の出力変化は緩慢
であるので、何ら問題にならない。

次に、温度変化特性について説明する。従来のコンバー
タの第１０−カル■ＣＯの温度変化は、±１００ＫＨｚ
　（ＴＹＰ）　、第２０−カルＯ８Ｃのそれは±３００
ＫＨｚ　（ＴＹＰ）で、トータル±４００ＫＨｚ　（Ｔ
ＹＰ）というのが−船釣であった。

それに対し、本実施例では、トータルで±１００ＫＨｚ
　（ＴＹＰ）となる。この安定度は、ＰＬＬリファレン
ス０３Ｃ１７の発振周波数３．２ＭＨｚのクリスタルの
精度に依存する。その他、アンテナ入力周波数のずれに
ついても、リレー接点４ Ｎｏ−Ｃ′ｈ′−導通になって、第２のＰ　Ｉ−Ｌ回路
が形成されると、自動的に追尾制御か可能となる。

次に、コストについて説明する。第２０−カルＯ８Ｃは
、従来、安定度を左右する部品であって、しかもＰ　Ｌ
　Ｌ回路内にはなく、７０４Ｍ１→Ｚと高い周波数であ
り、低歪の発振回路でなければ映像信号の品質を劣化さ
せるのて、極めて高価であるが、サーフェス・アコース
ティック・ウェーブ（ＳＡＷ）レゾネータと称せられる
素子を用いていた。

それに対し、本実施例では歪さえ少なければ、温度特性
は自動制御されるので、チューナ回路で多用される安価
なＬＣ発振回路を使用することができる。したがって、
第１図の本実施例では、破線で囲んだ部分の構成が追加
されるが、この追加分は上記のように第２０−カルＯ８
Ｃとして安価なものを使用できるので、十分に相殺され
る。

上述したように、本発明実施例では、ＰＬＬ回路を切換
えて、かつ、切換の前後で異なるチャンネルデータを与
える必要かある。いま、仮に、ＰＩ３ Ｌ　Ｌ回路を切換えることなく、リレー接点Ｎ０−Ｃが
導通のままであるとすると、所望のチャンネルをセレク
トすることかできない。その理由を以下に説明する。い
ま、第１ＶＣＯ８がフリーランニングして、アンテナ人
力１に多種類の放送電波が来ているとすれは、第１ミキ
サー３は、ＶＣＯ８とミキシングした各種の周波数を第
１ＩＦアンプ４に送る。もし、第１ＩＦアンプ４の帯域
外の周波数ばかりであれは、第２ミキサー５に行く信号
がなくなる。たまたま、６１２．７５ＭＨｚに近い信号
かあると、それが所望のチャンネルでなくとも、キャプ
チャーレンジ内であれば、ＰＬＬ回路はそれにロックし
てしまう。また、第１ＩＦアンプ４が広帯域タイプのも
のであれば、各種信号がグリスゲーラ１４まで来てしま
い、プログラマブルカウンタ１５では、どの信号を分周
するのか分からなくなり、さらには、イメージレシオ、
スプリアス妨害、ＩＦリジェクション等、各種の性能が
劣化する。

以下、第２０−カル０８Ｃ１０、第２ミキサー６ ５を単にＰ　Ｌ　Ｌループ内に入れたたげでは問題があ
ることを、理解を深めるために、図面を用いて説明する
。

第４図は、上述第３図に示した従来のコンバータを簡略
化したブロック図であり、まず、この動作から説明する
。

いま、基準発振器（Ｒｅ　ｆ、０８Ｃ）の発振周波数か
４ＭＨｚで、その分周比が１．／４００とすると、位相
比較用の基準周波数は１０　Ｋ　Ｈｚとなる。ここで、
プログラマブルカウンタの分周比１／Ｎを各種変更する
ことにより、アンテナ入力を周波数変換して、ＴＶ出力
に出力が得られる。

まず、Ｎ＝６０，０００に設定すると、ＶＣＯの周波数
が仮にｆｘ＝７００ＭＨｚとすると、ｆｘ　／　Ｎ　：
＞　１０　Ｋ　Ｈｚであるので、位相比較器φＤからは
、マイナス方向のパルスが出力される。これがＰＬＬ用
ＬＰＦで、直流に変換されて、■ＣＯコントロール電圧
Ｖｃは現状より低下し、ＶＣＯは低い発振周波数に変化
する。例えば、６００Ｍ　ＨｚまでＶＣＯが低下すると
、 ７ ｆ　ｘ／Ｎ＝６００Ｍ／６０，０ＯＯ＝１０ＫＨｚとな
り、基準周波数の１０ＫＨｚと一致するため、位相比較
器φＤからはパルスが出力されなくなり、ＬＰＦＰＦ６
一定の直流となる。ここで、−船釣にＬＰＦの応答特性
の関係で、コン１〜ロール電圧ＶＣは低くなり過ぎて、
ＶＣＯの発振周波数は、６００Ｍ″Ｈｚより低くなる。

すると、ｆｘ／Ｎ＜１０ＫＨｚ となり、１７Ｎ出力は基準周波数のｌ０ＫＩ−Ｉｚより
低くなり、位相比較器φＤからはプラス方向のパルスか
出力され、ＬＰＦからの直流出力電圧ＶＣは現状より高
くなり、ｖＣＯの発振周波数ｆｘも少し高くなる。

このようにして、位相比較器φＤの入力位相か一致する
まで、ＬＰＦＰＦ６−衰振動して、ついにはｆｘ＝６０
０ＭＨｚになるところで安定する。

これが、ＰＬＬループＡがロックした状態である。

いま、アンテナ入力に３種類の入力、■５００ＭＨｚ、
■４．　ＯＯＭ　Ｈｚ、■３００ＭＨｚが同時にあると
すると、ミキサー出力は次のようになる。

８ ■６００Ｍ−５００Ｍ＝１００ＭＨｚ ■６００Ｍ−４．ＯＯＭ＝２００ＭＨｚ■６００Ｍ−３
００Ｍ＝３００ＭＨｚ ミキサー出力には中心周波数１．ＯＯＭＨｚのバンドパ
スフィルタ（ＢＰＦ）か接続されているので、ｌＱＱＭ
Ｈｚのみが通過する。しなかって、アンテナ人力■の５
００ＭＨｚのみかＴＶ出力に１００ＭＨｚに変換され出
力される。

同様にして、Ｎ＝４０，０００に設定すると、ｆ　ｘ　
＝　４００　Ｍ　ＨｚにＰ　Ｌ　Ｉ−ループはロックさ
れる。したかって、４００Ｍ−３００Ｍ＝１００ＭＨｚ
であるのて゛、入力■の３００　Ｍ　Ｈｚのみか１００
　Ｍ　１−Ｉ　ｚのＢＰＦを通過する。

但し、この際、入力■の５００　Ｍ　Ｈｚも、５００Ｍ
−４００Ｍ＝１．ＯＯＭＨｚであるので、１００　Ｍ　
ＨｚのＢＰＦを通過する。これがイメージ妨害波と称せ
られるものである。上記説明では、計算上、イメージ妨
害か現れるが、実際には、設計上、ｆｘおよび第１、第
２ＩＰアンプのバンドパスフィルタの周波数を高くして
、イメージ波が受９ 信可能周波数よりはるかに高い周波数になるように設定
される。受信可能周波数は、入力Ｌ　Ｐ　Ｆで決められ
、ここでイメージ波は切り捨てられる。

次に、第５図は、第２０−カル発振器、第２ミキサーを
上述した本発明実施例での第２のＰＬＬループ内に入れ
た場合の簡略ブロック図である。

同図では、第２０−カル発振器、第２ミキサーは図示を
省いている。

前述した第４図の回路では、プログラマブルカウンタ１
／Ｎ入力は、■ＣＯ出力から必ず来ていたが、第５図に
おいては、ｖＣＯの周波数によっては、ロックするまで
はｆｘは未定であるので、１／Ｈには入力がない場合も
あれば、放送電波や妨害電波もあるので、１００ＭＨｚ
のＢＰＦの帯域内に２波同時に来ることもあり得る。

まず、Ｎ＝１０，０００に設定する。基準周波数は前例
と同じ１０ＫＨｚとする。そして、たまたま、ＶＣＯｆ
ｆｉｆｘ＝６００ＭＨｚであったとする。すると、アン
テナ人力■〜■のうち、■のみが１００ＭＨｚのＢＰＦ
を通過する（６００Ｍ０ ５００Ｍ＝１００ＭＨｚであるので）。プログラマブル
カウンタ１／Ｎ出力は、 １００Ｍ／１０，０ＯＯ＝１０ＫＨｚ となり、ＰＬＬループＢは、入力■の５００ＭＨｚに追
尾してロックする。ところか、なまなま、ＶＣＯがｆｘ
＝５００ＭＨｚであると、５００Ｍ　［ＶＣＯ］−４０
０Ｍ　［アンテナ入力１００ＭＨｚ であるので、ＰＬＬループＢは、アンテナ入力■の４０
０　Ｍ　１−Ｉ　ｚにロックする。このことは、その時
のＶＣＯ次第でどのチャンネルにロックするか不確定で
あることを意味する。

また、仮に、ＶＣＯがｆｘ＝７００ＭＨｚであるとすれ
ば、 ■７００Ｍ−５００Ｍ＝２００ＭＨｚ ■７００Ｍ−４００Ｍ＝３００ＭＨｚ ■７００Ｍ−３００Ｍ＝４００ＭＨｚ となり、いずれのアンテナ入力も１００ＭＨｚのＢＰＦ
を通過しないことになり、プログラマブルカウンタ１／
Ｎには入力がなく、ＰＬＬループＢ１ はオープンのままで、ロックせず、ＶＣＯはフリーラン
ニングするという問題がある。

第６図は、前述の第４図、第５図を一体化したもので、
本発明実施例の第１図に相当する概略図である。同図に
おいて、アンテナ入力のうち、■の５００ＭＨｚをセレ
クトして周波数変換し、１００　Ｍ　ＨｚをＴＶ出力に
出力したい場合の動作は次のようになる。

（１）ます、１回目のチャンネルデータをプログラマブ
ルカウンタ１／Ｈにロードすると、Ｎ１＝６０．０００
になる前に、スイッチＳＷＩの８６間がＯＮしてから、
Ｎ１＝６０．０００になるとする。

（２）ＰＬＬルーグＡがｏ　ツクし、ｆｘ＝６００Ｍｌ
−（ｚになる。

（３）ロックディテクター（ＬＤ）出力がＬ”からＨ′
°になる（但し、Ｈはロック中、Ｌはアンロック中）。

（４）ＬＤ出力が′Ｈ″になると、スイッチＳＷ２をＯ
ＦＦ、スイッチＳＷＩのａ−ｃ間もＯＦＦ２ となる。

（５）２回目のチャンネルデータを入力して、Ｎ２＝１
０，０００とする。

（６）Ｎ２＝１０，０００となった後、スイッチＳＷ２
をＯＮ、スイッチＳＷＩのｂ−６間をＯＮにする。

＜７）ＶＣＯはｆｘ＝６００ＭＨｚであるノテ、ミキサ
ー出力は、 ■６００Ｍ−５００Ｍ＝１００ＭＨｚ ■６００Ｍ　　４００Ｍ＝２００ＭＨｚ■６００Ｍ−３
００Ｍ＝３００ＭＨｚ の３種類となる。

（８）したがって、１００ＭＨｚのＢＰＦの出力には、
アンテナ人力■の５００ＭＨｚがセレクトされて、１０
０ＭＨｚに変換され、ＴＶ出力に出力される。このとき
ＰＬＬループＢはロック状態となる。

（９）アンテナ人力■の５００　Ｍ　Ｈｚが、±△ｆだ
けドリフトしても、ＰＬＬループＢにおいて、位相比較
器φＤの出力パルスがＬＰＦにて直流に３ され、これがｖＣｏにＶｃコントロール電圧の変化とし
て与えられるので、ｖＣｏのｆｘが変化し、ロックレン
ジの範囲内ではループＢでロック状態を保ち、ＴＶ出力
には１００ＭＩ（ｚが出力される。

（１０）ここで何らかの理由でアンテナ入力がＯＦＦに
なると、ロックが外れ、ＬＤ出力がＬ″となり、これに
より、再度上記（１）〜（９）を自動的に繰り返す。以
上の動作は、国外のＣＰＵまたはコントロールＩＣ等を
用いて行うことができる。また、上記では、Ｎｌ、Ｎ２
のデータを２回に分けてプログラマブルカウンタにロー
ドしたが、実際にはＮ１とＮ２を一括してロードして、
ＰＬＬ用ＩＣ内部で、まず、ハード的にＮ１データを使
用してループＡをロックし、次にＮ２データを使用して
ルー１Ｂをロックするようにすればよい。

次に、設計上の留意点について説明する。

（Ａ）上記（４）で、スイッチＳＷ２をＯＦＦにするの
は、ループＡがＯＦＦになった際に、位相比較器φＤの
１／Ｎ入力がＯＦＦになった時に、４ 同φＤよりの出力が出るものの場合、ここでは、ｆｘ＝
６００　Ｍ　Ｈｚを変化させなくてなはならないからで
ある。同φＤより何の出力も出ないタイプの場合は、こ
のスイッチＳＷ２は不要である。

（Ｂ）第１のループＡかＯＦＦになり、第２のループＢ
かＯＮになる間に、ループＡがロックしていると、位相
比較器φＤの出力は高インピーダンス（オープン）状態
となり、その場合、ＶＣＯのｆｘは極めてゆっくりと変
化するが、両ループＡＢか共にＯＦＦの状態が短くなる
ように設計しておくことにより、ｆｘ変化の問題は解消
し得る。

（Ｃ）ループＢに切換った後、ループＡに入っていない
第２０−カル発振器、第２ミキサーが入ってくるので、
プログラマブルカウンタ１／Ｎ入力に周波数ずれ（位相
比較器φＤ大入力１０ＫＨｚに対するずれ）か生じる。

したがって、ルー１Ｂが閉ループになると、１／Ｎを通
して位相比較器φＤの入力も周波数がすれている。ＰＬ
ＬループＢは、すれた周波数を修正する方向に引き込み
ロックする。この場合、ロックできる限界があり、５ その限界周波数幅をキャプチャーレンジという。

したがって、キャプチャーレンジを広く設計するか、逆
にキャプチャーレンジ内に、第２Ｖニア−カル発振器、
第２ミキサーによるすれ幅が収まるように設計する必要
がある。

（Ｄ）上記（１０）で、Ｐ　Ｉ−Ｌがロックした状態で
アンテナ入力の周波数がずれた場合、ＶＣＯのｆｘを変
化させて常に一定周波数の１゛■出力を出すか、ＶＣＯ
の周波数可変幅には上限、下限があるので、それを越え
ては制御できない。この限界をロックインレンジという
。ロックインレンジはキャプチャーレンジよりも広い幅
である。

［発明の効果］ 以上のように本発明によれば、第１局部発振器を含んだ
第１のＰＬＬ回路にて、複数の入力周波数の中から特定
チャンネルをセレクトし、次いで、第２局部発振器をも
入れて、入出方間全体を含んだ第２のＰＬＬ回路に切換
えるようにしている。

これにより、従来では、第２局部発振器の安定化に高価
な素子を使用していたにも拘らず、高安６ 走化に限界があったのに対し、ＰＬＬ用の基準発振器の
選択のみで、より一層の高安定化を図ることができ、し
かも、入力周波数のずれに対しても追尾制御することが
でき、放送装置側の放送周波数変化の影響を受けず、安
定した変換周波数出力を得ることかできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例によるＣＡＴＶ用コンバータ
のブロック構成図、第２図（ａ）（ｂ）（Ｃ）は同コン
バータにおける位相比較器の動作を説明する図、第３図
は従来のＣＡＴＶ用コンバータのブロック構成図、第４
図、第５図、第６図は本発明の詳細な説明するための簡
略化したブロック構成図である。 １・・・アンテナ入力、３・・・第１ミキサー、４・・
−第１ＩＦアンプ、５・・・第２ミキサー、６・・・第
２ＩＰアンプ、７・・・ＴＶ出力、８・・・第１局部発
振器、１１・・・切換スイッチ、１５・・・プロクラマ
ブルカウンタ、１６・・・位相比較器、１７・・・ＰＬ
Ｌ基準周波数発振器、１つ・・・ＰＬＬ用ＬＰＦ、２２
・・・ロックデ２フ ィテクター回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）多種類のアンテナ入力周波数信号の中から所望の
   周波数信号を選択し、かつ、所定のチャンネル出力に変
   換するＣＡＴＶ用コンバータにおいて、 第１局部発振器と、所望のチャンネルデータと第１局部
   発振器出力が入力されるプログラマブルカウンタと、同
   カウンタ出力とリファレンス発振器出力との位相比較を
   行う位相比較器とからなる第１のＰＬＬ回路と、 上記第１局部発振器と、この第１局部発振器出力と上記
   アンテナ入力信号とが入力される第１ミキサーと、この
   第１ミキサーによる第１中間周波数信号出力と第２局部
   発振器出力とが入力される第２ミキサーと、所望のチャ
   ンネルデータと上記第２ミキサーによる第２中間周波数
   信号出力が入力されるプログラマブルカウンタと、同カ
   ウンタ出力とリファレンス発振器出力との位相比較を行
   う位相比較器とからなる第２のＰＬＬ回路と、上記第１
   のＰＬＬ回路と第２のＰＬＬ回路のいずれかが閉回路と
   なるように回路を切換えるスイッチング手段とを備え、 上記第１のＰＬＬ回路にて所望の周波数信号を選択した
   後、上記スイッチング手段にて上記第１のＰＬＬ回路に
   代えて上記第２のＰＬＬ回路を閉回路とし、かつ、上記
   プログラマブルカウンタへのチャンネルデータを変更す
   るようにしたことを特徴とするＣＡＴＶ用コンバータ。