JPH0313678B2 - - Google Patents
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- JPH0313678B2 JPH0313678B2 JP59157852A JP15785284A JPH0313678B2 JP H0313678 B2 JPH0313678 B2 JP H0313678B2 JP 59157852 A JP59157852 A JP 59157852A JP 15785284 A JP15785284 A JP 15785284A JP H0313678 B2 JPH0313678 B2 JP H0313678B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C19/00—Digital stores in which the information is moved stepwise, e.g. shift registers
- G11C19/18—Digital stores in which the information is moved stepwise, e.g. shift registers using capacitors as main elements of the stages
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C19/00—Digital stores in which the information is moved stepwise, e.g. shift registers
- G11C19/28—Digital stores in which the information is moved stepwise, e.g. shift registers using semiconductor elements
- G11C19/282—Digital stores in which the information is moved stepwise, e.g. shift registers using semiconductor elements with charge storage in a depletion layer, i.e. charge coupled devices [CCD]
- G11C19/285—Peripheral circuits, e.g. for writing into the first stage; for reading-out of the last stage
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C27/00—Electric analogue stores, e.g. for storing instantaneous values
- G11C27/02—Sample-and-hold arrangements
- G11C27/024—Sample-and-hold arrangements using a capacitive memory element
- G11C27/026—Sample-and-hold arrangements using a capacitive memory element associated with an amplifier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Transforming Light Signals Into Electric Signals (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
＜発明の技術分野＞
本発明は電荷転送素子（以下CTDと称す）の
出力信号処理回路に関し、特にCTDの出力信号
に含まれるノイズの低減を図つた電荷転送素子の
出力信号処理回路に関するものである。
出力信号処理回路に関し、特にCTDの出力信号
に含まれるノイズの低減を図つた電荷転送素子の
出力信号処理回路に関するものである。
＜発明の技術的背景＞
一般に、電荷結合素子（CCD）やバケツリレ
ー素子（BBD）などのCTDは、信号を電荷の形
で扱い、この信号電荷を外部より供給されるクロ
ツクに同期して転送する素子である。従つて
CTDの出力部は一般に信号電荷を電圧に変換す
る検出部と、この変換された電圧を素子外に取り
出すための増幅器より構成される。
ー素子（BBD）などのCTDは、信号を電荷の形
で扱い、この信号電荷を外部より供給されるクロ
ツクに同期して転送する素子である。従つて
CTDの出力部は一般に信号電荷を電圧に変換す
る検出部と、この変換された電圧を素子外に取り
出すための増幅器より構成される。
検出部としては種々の構成のものが知られてい
るが、リセツトスイツチ付浮遊容量による検出回
路が最も一般的である。即ち、まずリセツトスイ
ツチを閉じて浮遊容量の電位を外部より供給され
るリセツト電位（VRD）に設定した後リセツトス
イツチを開放し、次に信号電荷を受けて電圧に変
換する。この動作を転送周期毎に繰返し、浮遊容
量の電圧変化を増幅器を用いて外部へ取り出す。
るが、リセツトスイツチ付浮遊容量による検出回
路が最も一般的である。即ち、まずリセツトスイ
ツチを閉じて浮遊容量の電位を外部より供給され
るリセツト電位（VRD）に設定した後リセツトス
イツチを開放し、次に信号電荷を受けて電圧に変
換する。この動作を転送周期毎に繰返し、浮遊容
量の電圧変化を増幅器を用いて外部へ取り出す。
ここで通常は第４図に示すようにリセツトスイ
ツチMOS構造のFFT１が用いられ、浮遊容量と
して逆バイアスされたpn接合によるダイオード
２が用いられ、リセツト用MOS FFT１のゲー
トにはリセツトクロツク（φR）が印加される。
また増幅器はMOS FFT３，４により構成され
たソース・フオロワ回路が一般的に用いられる。
ツチMOS構造のFFT１が用いられ、浮遊容量と
して逆バイアスされたpn接合によるダイオード
２が用いられ、リセツト用MOS FFT１のゲー
トにはリセツトクロツク（φR）が印加される。
また増幅器はMOS FFT３，４により構成され
たソース・フオロワ回路が一般的に用いられる。
なお、第４図及び以下の説明では基板がｐ型で
あり、信号電荷は電子の場合について扱うが、そ
の逆の極性の場合についても駆動電圧の極性を反
転することにより同様の説明することが可能であ
る。さらに以下ではCCDの場合について説明す
るが、BBDの場合にも特性上はCCDに劣るもの
の動作に関しては同様に説明することが可能であ
る。
あり、信号電荷は電子の場合について扱うが、そ
の逆の極性の場合についても駆動電圧の極性を反
転することにより同様の説明することが可能であ
る。さらに以下ではCCDの場合について説明す
るが、BBDの場合にも特性上はCCDに劣るもの
の動作に関しては同様に説明することが可能であ
る。
さてCCDは本質的に低ノイズの素子であるが、
それでもなお信号電荷を生成・注入する入力部、
転送部、検出部及び増幅回路部それぞれにおいて
若干ノイズが発生し、CCDの信号対雑音比
（Ｓ／Ｎ値）を低下させる。従つて従来よりCCD
のＳ／Ｎ値をさらに高めるための種々の手法が試
みられている。特にCCDの出力信号に対して処
理を行なうことは素子外での対応を可能にし、そ
の例には相関二重サンプリング法（CDS法）と
して良く知られた手法がある。
それでもなお信号電荷を生成・注入する入力部、
転送部、検出部及び増幅回路部それぞれにおいて
若干ノイズが発生し、CCDの信号対雑音比
（Ｓ／Ｎ値）を低下させる。従つて従来よりCCD
のＳ／Ｎ値をさらに高めるための種々の手法が試
みられている。特にCCDの出力信号に対して処
理を行なうことは素子外での対応を可能にし、そ
の例には相関二重サンプリング法（CDS法）と
して良く知られた手法がある。
CDS法の動作を第５図に示す。
この第５図において、OS信号は第４図のよう
な出力回路を持つCCDの出力信号であり、この
場合CCDの最終転送クロツクφjが低レベルにな
る前にリセツトクロツクφRが低レベルになつて、
この間の期間に黒レベルが現われるよう駆動され
る。なお信号レベルは最終転送クロツクφjが低レ
ベルになつてからリセツトクロツクφRが高レベ
ルになるまでの期間中現われる。
な出力回路を持つCCDの出力信号であり、この
場合CCDの最終転送クロツクφjが低レベルにな
る前にリセツトクロツクφRが低レベルになつて、
この間の期間に黒レベルが現われるよう駆動され
る。なお信号レベルは最終転送クロツクφjが低レ
ベルになつてからリセツトクロツクφRが高レベ
ルになるまでの期間中現われる。
さて、第５図において、OS信号はクランプ容
量（Ccp）によるAC結合を介した後分岐され、
一方クランプスイツチ５へ他方バツフアアンプ
A1へ導かれる。クランプスイツチ５はクランプ
クロツク（φcp）によつて開閉され、OS信号を
前記黒レベルの期間において外部クランプ電位
（Vcp）にクランプする。こうしてクランプされ
たOS信号は高入力インピーダンスを持つバツフ
アアンプA1を介した後サンプルホールド回路へ
導かれる。即ちまずサンプルホールドクロツク
（φSH）により開閉されるサンプルスイツチ６を通
り、OS信号中の前記信号レベル期間内でサンプ
リング動作を行なつた後、次段のホールド容量
（CSH）へ導かれる。ホールド容量CSHでホールド
された電位は高入力インピーダンスのバツフアア
ンプA2を介して出力信号Vontとして取り出され
る。
量（Ccp）によるAC結合を介した後分岐され、
一方クランプスイツチ５へ他方バツフアアンプ
A1へ導かれる。クランプスイツチ５はクランプ
クロツク（φcp）によつて開閉され、OS信号を
前記黒レベルの期間において外部クランプ電位
（Vcp）にクランプする。こうしてクランプされ
たOS信号は高入力インピーダンスを持つバツフ
アアンプA1を介した後サンプルホールド回路へ
導かれる。即ちまずサンプルホールドクロツク
（φSH）により開閉されるサンプルスイツチ６を通
り、OS信号中の前記信号レベル期間内でサンプ
リング動作を行なつた後、次段のホールド容量
（CSH）へ導かれる。ホールド容量CSHでホールド
された電位は高入力インピーダンスのバツフアア
ンプA2を介して出力信号Vontとして取り出され
る。
第４図及び第５図において各クロツク及び信号
のタイミング関係を第６図に示す。
のタイミング関係を第６図に示す。
以上述べた動作から明らかなように、結局
Vont信号はOS信号中の信号レベルとその直前の
黒レベルとの電位差を転送周期毎に取つた信号と
なる。従つてCCD出力（OS）中の信号値はサン
プルホールドされた形でそのまま出力されるとと
もに、OS信号に乗つたノイズは低減側で抑圧さ
れ第７図ａのような応答になる。ここでτはφCP
パルスとφSHパルスの時間差である。しかしなが
ら実際には上記回路中後段のサンプリング動作に
よつてfc／２（即ちナイキスト周波数fN）以上の
高域信号は低減へ折り返され（第７図ｂ）、さら
にホールド動作により周波数特性を持つて、結局
第７図ｃのような応答特性となる。従つてもし
OS信号においてfc付近のノイズレベルが高いと
低域側へ折り返されるから、CDS法を採用した
にもかかわらず低減ノイズは低減されないことに
なる。
Vont信号はOS信号中の信号レベルとその直前の
黒レベルとの電位差を転送周期毎に取つた信号と
なる。従つてCCD出力（OS）中の信号値はサン
プルホールドされた形でそのまま出力されるとと
もに、OS信号に乗つたノイズは低減側で抑圧さ
れ第７図ａのような応答になる。ここでτはφCP
パルスとφSHパルスの時間差である。しかしなが
ら実際には上記回路中後段のサンプリング動作に
よつてfc／２（即ちナイキスト周波数fN）以上の
高域信号は低減へ折り返され（第７図ｂ）、さら
にホールド動作により周波数特性を持つて、結局
第７図ｃのような応答特性となる。従つてもし
OS信号においてfc付近のノイズレベルが高いと
低域側へ折り返されるから、CDS法を採用した
にもかかわらず低減ノイズは低減されないことに
なる。
この対策として例えば、OS信号を低域通過フ
イルタ（LPF）に通し、fc付近及びそれより高域
の応答を低くすることが考えられる。しかしなが
らこの場合第６図のOS信号の形状より明らかな
ように、fc付近での応答低下はそのまま信号レベ
ルでの低下となつて、結局Ｓ／Ｎ値の向上にはな
らない。
イルタ（LPF）に通し、fc付近及びそれより高域
の応答を低くすることが考えられる。しかしなが
らこの場合第６図のOS信号の形状より明らかな
ように、fc付近での応答低下はそのまま信号レベ
ルでの低下となつて、結局Ｓ／Ｎ値の向上にはな
らない。
＜発明の目的＞
本発明は以上のような問題点に鑑みて成された
ものであり、信号レベルの低下をほとんどもたら
すことなく、fc付近のノイズを大幅に低下するこ
とを可能にし、従つて低域へ折り返されるノイズ
を大幅に低下せしめることを可能にした電荷転送
素子の出力信号処理回路を提供することを目的と
し、この目的を達成するため、本発明は一転送周
期毎に黒レベルと信号レベルを形成する電荷検出
部を有し、上記の黒レベルでクランプした後、信
号レベルでサンプリングするクランプ手段及びサ
ンプリング手段の付加された電荷転送素子の出力
信号処理回路において、上記のクランプ手段とサ
ンプリング手段の間、もしくはクランプ手段の前
に積分平均手段を備え、この積分平均手段の積分
平均期間を各転送周期内で上記信号レベル期間を
含んだ充分長い期間に設定して、高域ノイズを抑
圧して低域へ折り返される成分を低減せしめるよ
うに成されている。
ものであり、信号レベルの低下をほとんどもたら
すことなく、fc付近のノイズを大幅に低下するこ
とを可能にし、従つて低域へ折り返されるノイズ
を大幅に低下せしめることを可能にした電荷転送
素子の出力信号処理回路を提供することを目的と
し、この目的を達成するため、本発明は一転送周
期毎に黒レベルと信号レベルを形成する電荷検出
部を有し、上記の黒レベルでクランプした後、信
号レベルでサンプリングするクランプ手段及びサ
ンプリング手段の付加された電荷転送素子の出力
信号処理回路において、上記のクランプ手段とサ
ンプリング手段の間、もしくはクランプ手段の前
に積分平均手段を備え、この積分平均手段の積分
平均期間を各転送周期内で上記信号レベル期間を
含んだ充分長い期間に設定して、高域ノイズを抑
圧して低域へ折り返される成分を低減せしめるよ
うに成されている。
＜発明の実施例＞
以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細
に説明する。
に説明する。
第１図は本発明の動作概念を説明するための図
であり、同図ａは積分平均の開口幅を示し、同図
ｂは同図ａの処理した場合の周波数応答を示し、
同図ｃは同図ｂの関係を上記した第７図ｃの場合
に適用したときのノイズの周波数応答をしたもの
である。
であり、同図ａは積分平均の開口幅を示し、同図
ｂは同図ａの処理した場合の周波数応答を示し、
同図ｃは同図ｂの関係を上記した第７図ｃの場合
に適用したときのノイズの周波数応答をしたもの
である。
まず第１図ａに示すように時間軸ｔに対し開口
幅TAPを持つアパーチヤ回路を考える。即ちこの
回路では開口幅TAP内の時間変動信号の積分平均
操作を行なう。この場合の周波数特性は第１図ａ
の波形をフーリエ変換することにより容易に求め
られ、第１図ｂのような特性となる。即ち応答関
数は、Ｒ(f)＝sin（πTAPf／πTAPfとなり、１／TAP及
びそ の整数倍の周波数で応答がＯとなるLPF様の特
性となる。以上の特性から開口幅TAPをOS信号
の信号レベル期間ないしそれを含むわずかに長い
期間に取れば、信号値はほとんど変化ないままノ
イズの高域成分を除去することが可能となる。従
つて前記CDS法を組合わせれば低域へ折り返さ
れるノイズ成分を大幅に抑圧することが可能とな
る。それを第１図ｃに示す。
幅TAPを持つアパーチヤ回路を考える。即ちこの
回路では開口幅TAP内の時間変動信号の積分平均
操作を行なう。この場合の周波数特性は第１図ａ
の波形をフーリエ変換することにより容易に求め
られ、第１図ｂのような特性となる。即ち応答関
数は、Ｒ(f)＝sin（πTAPf／πTAPfとなり、１／TAP及
びそ の整数倍の周波数で応答がＯとなるLPF様の特
性となる。以上の特性から開口幅TAPをOS信号
の信号レベル期間ないしそれを含むわずかに長い
期間に取れば、信号値はほとんど変化ないままノ
イズの高域成分を除去することが可能となる。従
つて前記CDS法を組合わせれば低域へ折り返さ
れるノイズ成分を大幅に抑圧することが可能とな
る。それを第１図ｃに示す。
第２図は以上の関係を示すタイミング図であ
る。
る。
この第２図において、まず第６図と同様にして
得られるOS信号のうち、黒レベル期間でパルス
φCPによりクランプする。このクランプされた信
号は信号レベル期間を含む十分長い期間TAPにわ
たりパルスφAPにより積分平均された後、次の積
分平均期間までの間保持される。こうして保持さ
れた一転送周期毎の積分平均値はパルスφSHによ
りサンプルホールドされ、第１図ｃに示すノイズ
応答特性の信号Vontが出力される。
得られるOS信号のうち、黒レベル期間でパルス
φCPによりクランプする。このクランプされた信
号は信号レベル期間を含む十分長い期間TAPにわ
たりパルスφAPにより積分平均された後、次の積
分平均期間までの間保持される。こうして保持さ
れた一転送周期毎の積分平均値はパルスφSHによ
りサンプルホールドされ、第１図ｃに示すノイズ
応答特性の信号Vontが出力される。
第１図ｂより明らかなように、期間TAPが転送
周期１／fcに近い程fcでのノイズ応答は低くな
る。従つて期間TAPは転送周期内で、できる限り
長い程良い。
周期１／fcに近い程fcでのノイズ応答は低くな
る。従つて期間TAPは転送周期内で、できる限り
長い程良い。
一方、期間TAPが信号レベル期間より長くなる
と積分平均された信号値は小さくなる。従つて信
号レベル期間も転送周期内でできる限り長い程良
い。そのため第６図より明らかなように、パルス
φRの高レベル期間、即ちリセツトスイツチの閉
期間は極力短くし、またφRの立上りからφjの立
下りまでの黒レベル期間もφCPによるクランプが
可能な範囲内で極力短くするのが望ましい。
と積分平均された信号値は小さくなる。従つて信
号レベル期間も転送周期内でできる限り長い程良
い。そのため第６図より明らかなように、パルス
φRの高レベル期間、即ちリセツトスイツチの閉
期間は極力短くし、またφRの立上りからφjの立
下りまでの黒レベル期間もφCPによるクランプが
可能な範囲内で極力短くするのが望ましい。
第３図は第２図の動作を実施するための本発明
の一施例としての回路ブロツク図を示したもので
ある。第３図において、第４図のような回路によ
り得られたCCD出力信号OSは第５図前半部同様
のクランプ回路１１を経た後、積分平均回路１２
へ導かれる。即ちパルスφAPにより転送周期毎に
TAP期間だけ閉じられるスイツチ２１を介して抵
抗RAPと容量CAPで構成される積分回路２２へ導
かれる。積分時定数τAP＝RAP・CAPの値はTAPと
の関係により定められる。この回路はサンプルホ
ールド回路ともなつており、TAP期間積分平均さ
れた信号は次に積分平均を開始するまでの期間容
量CAPに保持される。こうして得られた信号は入
力インピーダンスの高いバツフアアンプA3を介
して最終段のサンプルホールド回路１３へ導かれ
る。サンプルホールド回路は第５図後半部の場合
と同様の構成であるが、パルスφSHのタイミング
は前段回路において積分平均値が保持されている
期間でサンプリングする点が異なる。
の一施例としての回路ブロツク図を示したもので
ある。第３図において、第４図のような回路によ
り得られたCCD出力信号OSは第５図前半部同様
のクランプ回路１１を経た後、積分平均回路１２
へ導かれる。即ちパルスφAPにより転送周期毎に
TAP期間だけ閉じられるスイツチ２１を介して抵
抗RAPと容量CAPで構成される積分回路２２へ導
かれる。積分時定数τAP＝RAP・CAPの値はTAPと
の関係により定められる。この回路はサンプルホ
ールド回路ともなつており、TAP期間積分平均さ
れた信号は次に積分平均を開始するまでの期間容
量CAPに保持される。こうして得られた信号は入
力インピーダンスの高いバツフアアンプA3を介
して最終段のサンプルホールド回路１３へ導かれ
る。サンプルホールド回路は第５図後半部の場合
と同様の構成であるが、パルスφSHのタイミング
は前段回路において積分平均値が保持されている
期間でサンプリングする点が異なる。
なお、第２図及び第３図においては積分平均回
路１２をクランプ回路１１とサンプルホールド回
路１３の間に挿入した場合につい述べたが、別の
構成でも可能である。例えば積分平均回路１２
が、OS信号中信号レベル期間で積分平均した後
にその積分平均信号と未処理の黒レベル信号とを
転送周期毎に存在せしめるような回路構成である
ならば、積分平均回路→クランプ回路→サンプル
ホールド回路としても第２図及び第３図の場合と
全く同様の特性が得られることは明らかである。
路１２をクランプ回路１１とサンプルホールド回
路１３の間に挿入した場合につい述べたが、別の
構成でも可能である。例えば積分平均回路１２
が、OS信号中信号レベル期間で積分平均した後
にその積分平均信号と未処理の黒レベル信号とを
転送周期毎に存在せしめるような回路構成である
ならば、積分平均回路→クランプ回路→サンプル
ホールド回路としても第２図及び第３図の場合と
全く同様の特性が得られることは明らかである。
要するに本発明の特徴は、黒レベルでクランプ
動作を行なうことと、信号レベルで積分平均を取
つた後サンプルホールド動作を行なうこととを、
組合せることにある。
動作を行なうことと、信号レベルで積分平均を取
つた後サンプルホールド動作を行なうこととを、
組合せることにある。
＜発明の効果＞
以上述べてきたように、本発明によれば電荷転
送素子の出力信号処理回路の一部に簡単な積分平
均手段を付加するのみで、高域ノイズ及びそれが
低域へ折り返されるノイズを大幅に低減すること
が可能となる。
送素子の出力信号処理回路の一部に簡単な積分平
均手段を付加するのみで、高域ノイズ及びそれが
低域へ折り返されるノイズを大幅に低減すること
が可能となる。
第１図は本発明の動作概念を示した図で、ａは
積分平均の開口幅、ｂはａの処理をした場合の周
波数応答、ｃはｂの関係を第７図ｃの場合に適用
したときのノイズの周波数応答を示し、第２図は
本発明の動作タイミング図、第３図は第２図の動
作を実施するための本発明の一実施例としての回
路ブロツク図をそれぞれ示し、第４図は一般的な
電荷転送素子の出力回路、第５図は従来のノイズ
低減回路、第６図は第５図の動作タイミング図、
第７図は第５図及び第６図の場合におけるノイズ
の周波数応答を示す図で、ａはτなる時間間隔を
持つ信号間で差を取つた場合、ｂはａの信号fcで
サンプリングした場合、ｃはｂの信号をさらにホ
ールドした場合を示す図である。 １１……クランプ回路、１２……積分平均回
路、１３……サンプルホールド回路、２１……ク
ランプスイツチ。
積分平均の開口幅、ｂはａの処理をした場合の周
波数応答、ｃはｂの関係を第７図ｃの場合に適用
したときのノイズの周波数応答を示し、第２図は
本発明の動作タイミング図、第３図は第２図の動
作を実施するための本発明の一実施例としての回
路ブロツク図をそれぞれ示し、第４図は一般的な
電荷転送素子の出力回路、第５図は従来のノイズ
低減回路、第６図は第５図の動作タイミング図、
第７図は第５図及び第６図の場合におけるノイズ
の周波数応答を示す図で、ａはτなる時間間隔を
持つ信号間で差を取つた場合、ｂはａの信号fcで
サンプリングした場合、ｃはｂの信号をさらにホ
ールドした場合を示す図である。 １１……クランプ回路、１２……積分平均回
路、１３……サンプルホールド回路、２１……ク
ランプスイツチ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 一転送周期毎に黒レベルと信号レベルを形成
する電荷検出部を有し、上記黒レベルでクランプ
した後、信号レベルでサンプリングするクランプ
手段及びサンプリング手段の付加された電荷転送
素子の出力信号処理回路において、 上記サンプリング手段の前段に積分平均手段を
備え、該積分平均手段の積分平均期間を各転送周
期内で上記信号レベル期間を含んだ充分長い期間
に設定されて成り、 高域ノイズを抑圧して低域へ折り返される成分
を低減せしめるように成したことを特徴とする電
荷転送素子の出力信号処理回路。 ２ 前記積分平均手段はサンプリング手段の前段
である上記クランプ手段の前に設けられて成るこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電荷
転送素子の出力信号処理回路。 ３ 前記積分平均手段はサンプリング手段の前段
である上記クランプ手段とサンプリング手段の間
に挿入されて成ることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の電荷転送素子の出力信号処理回
路。 ４ 前記電荷検出部はリセツトスイツチ付浮遊容
量構造に構成され、該リセツトスイツチの閉期間
を一転送周期に比して短く、かつ上記リセツトス
イツチが開いてから上記浮遊容量へ信号電荷が転
送され始めるまでの期間を短くすることにより、
前記信号レベル期間を充分長くして、前記積分平
均手段による信号の積分平均値を充分大きくせし
めるように成したことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の電荷転送素子の出力信号処理回
路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15785284A JPS6134798A (ja) | 1984-07-25 | 1984-07-25 | 電荷転送素子の出力信号処理回路 |
| US06/757,176 US4886986A (en) | 1984-07-25 | 1985-07-22 | Output signal processor circuit of charge transfer device |
| DE8585305306T DE3585397D1 (de) | 1984-07-25 | 1985-07-25 | Ausgangssignalprozessorschaltung einer ladungsgekoppelten anordnung. |
| EP85305306A EP0169740B1 (en) | 1984-07-25 | 1985-07-25 | Output signal processor circuit of charge transfer device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15785284A JPS6134798A (ja) | 1984-07-25 | 1984-07-25 | 電荷転送素子の出力信号処理回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6134798A JPS6134798A (ja) | 1986-02-19 |
| JPH0313678B2 true JPH0313678B2 (ja) | 1991-02-25 |
Family
ID=15658776
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP15785284A Granted JPS6134798A (ja) | 1984-07-25 | 1984-07-25 | 電荷転送素子の出力信号処理回路 |
Country Status (4)
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- 1985-07-25 EP EP85305306A patent/EP0169740B1/en not_active Expired - Lifetime
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