JPH03137583A - 磁場検出回路 - Google Patents
磁場検出回路Info
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- JPH03137583A JPH03137583A JP1276431A JP27643189A JPH03137583A JP H03137583 A JPH03137583 A JP H03137583A JP 1276431 A JP1276431 A JP 1276431A JP 27643189 A JP27643189 A JP 27643189A JP H03137583 A JPH03137583 A JP H03137583A
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- resistor
- magnetic field
- switch
- voltage
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はモータの回転軸や、水道メータの羽根車等の回
転軸に取付けられた磁石の磁場の変化を電気パルス信号
に変換する磁場検出回路に関し、特にヒステリシス特性
を有する磁場検出回路に関する。
転軸に取付けられた磁石の磁場の変化を電気パルス信号
に変換する磁場検出回路に関し、特にヒステリシス特性
を有する磁場検出回路に関する。
〔従来技術］
磁気抵抗効果を有する磁気センサを用いて磁場の回転や
変化を検出する第７図の回路が周知である。 ＭＲＩ
とＭＲ２は強磁性磁気抵抗体を一つの絶縁基板上に形成
した薄膜からなる磁気センサで、絶縁基板の面内で回転
する磁場の方向（角度）に応じてその抵抗値が変化する
。 磁気センサの主たる電流通路と磁場の方向とのなす
角度をθとし、磁場がかかっていないときの磁気センサ
の抵抗値をＲｏとすると、磁気センサの抵抗値は角度θ
の関数として Ｒ−Ｒｏ（１＋ｃｒ Ｃｏ５２θ） で
あられされる。 磁場の強さは磁気センサが飽和する以
上で使われるので、αは２％程度である。 そして再磁
気センサＭＩ？１とＭＲ２とはその主たる電流通路が互
いに９０″をなすように形成されている。 Ｒ１とＲ２
は基準電圧発生回路１を構成するよう互いに直列接続さ
れた分圧抵抗で、図示のように磁気センサＭＲ１、 Ｍ
Ｒ２と共にブリッジ２を構成するように接続され、電源
電圧の負端子ＧＮＤと正端子３の間に電圧Ｖ が印加さ
れている。 ４はコンパレタでその非反転入力にはブリ
ッジ２の出力端子６の電圧、すなわち基準電圧が、又反
転入力にはブリッジ２の出力端子５、すなわち磁気セン
サの出力信号が入力されている。 又、コンパレータ４
の出力端子と非反転入力との間にはヒステリシス電圧■
□□を印加するための帰還抵抗Ｒｆが接続されている。
変化を検出する第７図の回路が周知である。 ＭＲＩ
とＭＲ２は強磁性磁気抵抗体を一つの絶縁基板上に形成
した薄膜からなる磁気センサで、絶縁基板の面内で回転
する磁場の方向（角度）に応じてその抵抗値が変化する
。 磁気センサの主たる電流通路と磁場の方向とのなす
角度をθとし、磁場がかかっていないときの磁気センサ
の抵抗値をＲｏとすると、磁気センサの抵抗値は角度θ
の関数として Ｒ−Ｒｏ（１＋ｃｒ Ｃｏ５２θ） で
あられされる。 磁場の強さは磁気センサが飽和する以
上で使われるので、αは２％程度である。 そして再磁
気センサＭＩ？１とＭＲ２とはその主たる電流通路が互
いに９０″をなすように形成されている。 Ｒ１とＲ２
は基準電圧発生回路１を構成するよう互いに直列接続さ
れた分圧抵抗で、図示のように磁気センサＭＲ１、 Ｍ
Ｒ２と共にブリッジ２を構成するように接続され、電源
電圧の負端子ＧＮＤと正端子３の間に電圧Ｖ が印加さ
れている。 ４はコンパレタでその非反転入力にはブリ
ッジ２の出力端子６の電圧、すなわち基準電圧が、又反
転入力にはブリッジ２の出力端子５、すなわち磁気セン
サの出力信号が入力されている。 又、コンパレータ４
の出力端子と非反転入力との間にはヒステリシス電圧■
□□を印加するための帰還抵抗Ｒｆが接続されている。
磁気センサＭＲＩとＭＲ２の抵抗値をそれぞれＭＨＩ
。
。
ＭＲ２，分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値をＲ１，Ｒ２とし
、がつＭＲ１＝ ＭＲ２，Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒとすると、ヒ
ステリシス電圧■□□は、コンパレータ４の出力電圧を
Ｖ。、とすると、 Ｖｌｌｉｓｓ’ｉ ＨＲ、ｖｔ ２ １Ｒ であられされる。 ヒステリシスは外来ノイズなどに
よるコンパレータ４の出力波形のチャツタリングを防止
するために持たせるもので、印加するヒステリシス電圧
は磁気センサの出力信号 ■＝■＋（１＋α５ｉｎ２θ
）／２の振幅の０．１〜０．５倍の値を用いている。
そのため、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値は（５０〜２５０）
Ｒに定めていた。
、がつＭＲ１＝ ＭＲ２，Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒとすると、ヒ
ステリシス電圧■□□は、コンパレータ４の出力電圧を
Ｖ。、とすると、 Ｖｌｌｉｓｓ’ｉ ＨＲ、ｖｔ ２ １Ｒ であられされる。 ヒステリシスは外来ノイズなどに
よるコンパレータ４の出力波形のチャツタリングを防止
するために持たせるもので、印加するヒステリシス電圧
は磁気センサの出力信号 ■＝■＋（１＋α５ｉｎ２θ
）／２の振幅の０．１〜０．５倍の値を用いている。
そのため、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値は（５０〜２５０）
Ｒに定めていた。
上記従来の技術で、回路の消費電力を減少させるために
は、コンパレータ４の消費電力を低減することと、ブリ
ッジ２に流れる電流を低減する必要がある。 ブリッジ
２の電流は、磁気センサとか分圧抵抗の抵抗値を大きく
することで低減できる。 通常、磁気センサの抵抗値は
分圧抵抗とはイ同じ値を使用している。 消費電力を低
減するために、磁気センサの抵抗値を数百にΩとし、前
記αが２％のものを使い、ヒステリシス電圧を磁気セン
サの出力電圧の０．１〜０．５倍に定めると、帰還抵抗
Ｒｆは磁気センサの抵抗値数百にΩの５０〜数百倍の値
を要し、数袷ＭΩ〜数百ＭΩとなる。
は、コンパレータ４の消費電力を低減することと、ブリ
ッジ２に流れる電流を低減する必要がある。 ブリッジ
２の電流は、磁気センサとか分圧抵抗の抵抗値を大きく
することで低減できる。 通常、磁気センサの抵抗値は
分圧抵抗とはイ同じ値を使用している。 消費電力を低
減するために、磁気センサの抵抗値を数百にΩとし、前
記αが２％のものを使い、ヒステリシス電圧を磁気セン
サの出力電圧の０．１〜０．５倍に定めると、帰還抵抗
Ｒｆは磁気センサの抵抗値数百にΩの５０〜数百倍の値
を要し、数袷ＭΩ〜数百ＭΩとなる。
このような高抵抗値の抵抗は、小型のチップ抵抗では入
手できない。 チップ抵抗でない他の構造で求めるにし
ても、経時変化が大きくて、回路の作動が不安定となる
ばかりでなく、外来ノイズを拾いやすいという問題点が
あった。
手できない。 チップ抵抗でない他の構造で求めるにし
ても、経時変化が大きくて、回路の作動が不安定となる
ばかりでなく、外来ノイズを拾いやすいという問題点が
あった。
本発明はこのような問題点を解消し、小形で、高抵抗を
要せず、経年変化の心配がない、しかも外来ノイズに強
い磁場検出回路を提案することを目的とする。
要せず、経年変化の心配がない、しかも外来ノイズに強
い磁場検出回路を提案することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の磁場検出回路にお
いては、磁気抵抗効果を有する磁気センサ（ＭＲＩ）
（ＭＲ２）と、基準電圧を発生させるための分圧抵抗（
Ｒ１） （Ｒ２）と、前記磁気センサ（ＭＨＩ） （Ｍ
Ｒ２）と分圧抵抗（Ｒ１） （Ｒ２）で構成されるブリ
ッジ（２）と、上記ブリッジ（２）の出力端子（５）（
６）の電圧を入力して波形整形するコンパレータ（４）
と、上記磁気センサ又は分圧抵抗に直列に挿入した第三
の抵抗（Ｒ３）と、該第三の抵抗と並列に接続されたス
イッチ（紬）とを設け、該スイッチ（ＳＷ）が前記コン
パレータ（４）の出力に応じて開閉されることを特徴と
する請求項ｌ）。
いては、磁気抵抗効果を有する磁気センサ（ＭＲＩ）
（ＭＲ２）と、基準電圧を発生させるための分圧抵抗（
Ｒ１） （Ｒ２）と、前記磁気センサ（ＭＨＩ） （Ｍ
Ｒ２）と分圧抵抗（Ｒ１） （Ｒ２）で構成されるブリ
ッジ（２）と、上記ブリッジ（２）の出力端子（５）（
６）の電圧を入力して波形整形するコンパレータ（４）
と、上記磁気センサ又は分圧抵抗に直列に挿入した第三
の抵抗（Ｒ３）と、該第三の抵抗と並列に接続されたス
イッチ（紬）とを設け、該スイッチ（ＳＷ）が前記コン
パレータ（４）の出力に応じて開閉されることを特徴と
する請求項ｌ）。
又、請求項２の発明においては、磁気抵抗効果を有する
磁気センサ（ＭＲＩ） （ＭＲ２）と、基準電圧を発生
させるための基準電圧発生回路（１）と、前記基準電圧
発生回路（１）の基準電圧と、磁気センサの出力を比較
して磁気センサの信号をパルスに変換するコンパレータ
（４）と、コンパレータ（４）の出力に連動して開閉さ
れるスイッチ（ＳＷ）とを有し、前記磁気センサ又は基
準電圧発生回路（１）に、電圧がコンパレータ（４）に
印加するヒステリシス電圧に相当するように設けられた
端子（７）と電源端子（３，ＧＮＤ）との間又は端子（
７）と端子（７゛）との間を前記スイッチ（ＳＷ）によ
り開閉することで、ヒステリシスを印加することを特徴
とする。
磁気センサ（ＭＲＩ） （ＭＲ２）と、基準電圧を発生
させるための基準電圧発生回路（１）と、前記基準電圧
発生回路（１）の基準電圧と、磁気センサの出力を比較
して磁気センサの信号をパルスに変換するコンパレータ
（４）と、コンパレータ（４）の出力に連動して開閉さ
れるスイッチ（ＳＷ）とを有し、前記磁気センサ又は基
準電圧発生回路（１）に、電圧がコンパレータ（４）に
印加するヒステリシス電圧に相当するように設けられた
端子（７）と電源端子（３，ＧＮＤ）との間又は端子（
７）と端子（７゛）との間を前記スイッチ（ＳＷ）によ
り開閉することで、ヒステリシスを印加することを特徴
とする。
分圧抵抗（Ｒ１） （Ｒ２）が磁気抵抗素子であっても
よい。
よい。
又、第三の抵抗（Ｒ３）が磁気抵抗素子であってもよい
。
。
又、スイッチ（ＳＷ）はエンハンスメントＭＯＳＦＥＴ
、アナログスイッチ又はバイポーラトランジスタを用い
ることができる。
、アナログスイッチ又はバイポーラトランジスタを用い
ることができる。
又、コンパレータ（４）とスイッチ（ＳＷ）との間にコ
ンパレータの出力を増幅してスイッチを駆動する増幅器
（１０）を挿入すると効果的である。
ンパレータの出力を増幅してスイッチを駆動する増幅器
（１０）を挿入すると効果的である。
コンパレータ（４）の出力に応じてスイッチ（舖）が開
閉され、コンパレータの入力にヒステリシス電圧が印加
されるため、ヒステリシス特性を有する磁場検出回路と
して作動する。
閉され、コンパレータの入力にヒステリシス電圧が印加
されるため、ヒステリシス特性を有する磁場検出回路と
して作動する。
第１図（ａ）の実施例では、ブリッジ２の一辺である分
圧抵抗Ｒ２と直列に、一方の電源端子ＧＮＤと分圧抵抗
Ｒ２との間に第三の抵抗Ｒ３を挿入し、この抵抗Ｒ３と
並列にスイッチＳＷを接続し、このスイッチＳ−をコン
パレータ４の出力に連動して開閉するように構成した。
圧抵抗Ｒ２と直列に、一方の電源端子ＧＮＤと分圧抵抗
Ｒ２との間に第三の抵抗Ｒ３を挿入し、この抵抗Ｒ３と
並列にスイッチＳＷを接続し、このスイッチＳ−をコン
パレータ４の出力に連動して開閉するように構成した。
そしてこのスイッチ聞はコンパレータ４の出力がＬＯ
ＷのときにＯＮとなって閉じ、ＨＩＧＨのときにＯＦＦ
となって開く。
ＷのときにＯＮとなって閉じ、ＨＩＧＨのときにＯＦＦ
となって開く。
この回路のヒステリシス電圧Ｖ Ｎ！ｉｓは、Ｒ１＋Ｒ
３Ｒｚ ■Ｍ”’＝ （Ｒ１＋Ｒ１＋Ｒ３±ＲＬ＋Ｒ１）” ”
となる。 今第三の抵抗Ｒ３が挿入されていない従来の
第７図の回路では、磁場が印加されていないときは、コ
ンパレータ４の再入力電圧は等しい。
３Ｒｚ ■Ｍ”’＝ （Ｒ１＋Ｒ１＋Ｒ３±ＲＬ＋Ｒ１）” ”
となる。 今第三の抵抗Ｒ３が挿入されていない従来の
第７図の回路では、磁場が印加されていないときは、コ
ンパレータ４の再入力電圧は等しい。
そして仮にＲ２がＲ１よりも２％Ｘ（０，１〜０．５）
Ｘ ２だけ大きいと、非反転入力の電圧は磁気センサ
の出力（２％×２）の０．１〜０．５倍だけ大きくなり
、逆に小さいと、そのぶん小さくなる。
Ｘ ２だけ大きいと、非反転入力の電圧は磁気センサ
の出力（２％×２）の０．１〜０．５倍だけ大きくなり
、逆に小さいと、そのぶん小さくなる。
そこで、第１図（ａ）の分圧抵抗Ｒ２の値を、第７図の
場合のＲ１よりも２％Ｘ（０，１〜０．５） Ｘ ２倍
だけ小さく定める。 すなわち （０，００４〜０．０
２）・Ｒ１だけ小さく定め、この小さくした分の２倍の
抵抗値２ （０，００４〜０．０２）・Ｒ１を有する第
三の抵抗Ｒ３を前述のように分圧抵抗Ｒ２と直列接続す
る。 そしてスイッチＳ−により、分圧抵抗Ｒ２と第三
の抵抗Ｒ３との接続点である端子７と電源の負端子ＧＮ
ＤＯ間をコンパレータ４の出力に連動して開閉する。
場合のＲ１よりも２％Ｘ（０，１〜０．５） Ｘ ２倍
だけ小さく定める。 すなわち （０，００４〜０．０
２）・Ｒ１だけ小さく定め、この小さくした分の２倍の
抵抗値２ （０，００４〜０．０２）・Ｒ１を有する第
三の抵抗Ｒ３を前述のように分圧抵抗Ｒ２と直列接続す
る。 そしてスイッチＳ−により、分圧抵抗Ｒ２と第三
の抵抗Ｒ３との接続点である端子７と電源の負端子ＧＮ
ＤＯ間をコンパレータ４の出力に連動して開閉する。
電源端子ＧＮＤと端子７との間の電圧がコンパレータ４
に印加するヒステリシス電圧に相当する。
に印加するヒステリシス電圧に相当する。
又、第１図０））に示すように、第三の抵抗Ｒ３が抵抗
Ｒ１とＲ２の中間にある場合でも同図（ａ）の実施例と
同様な動作をさせることができる。 この場合、第三の
抵抗Ｒ３の両端に設けた端子（７）と端子（７゛）との
間の電圧がコンパレータ４に印加するヒステリシス電圧
に相当する。
Ｒ１とＲ２の中間にある場合でも同図（ａ）の実施例と
同様な動作をさせることができる。 この場合、第三の
抵抗Ｒ３の両端に設けた端子（７）と端子（７゛）との
間の電圧がコンパレータ４に印加するヒステリシス電圧
に相当する。
なお、第１図（ａ）（ｂ）で分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２と第三
の抵抗Ｒ３とで基準電圧発生回路１を構成しているが、
分圧抵抗Ｒ１とＲ２を磁気抵抗素子で構成し、前記角度
θの変化に対し、分圧抵抗Ｒ１とＲ２の抵抗変化がそれ
ぞれ磁気センサＭＲ１、 ＭＲ２と逆相になるように各
磁気センサと磁気抵抗素子の主電流通路の相対的な向き
を定め、ブリッジ２の４辺を構成する素子ＭＲ１，ＭＲ
２，Ｒ１，Ｒ２をすべて磁気に感応させると、コンパレ
ータ４に入力される磁場変化に対応する信号は２倍の大
きさになる。 このときは、分圧抵抗Ｒ２のＲ１に対す
る減少分は第１図の場合の２倍の２％Ｘ（０，１〜０．
５） Ｘ ４ ＸＲＩとなり、第三の抵抗Ｒ３の抵抗値
も２倍の４ （０，００４〜０．０２）・Ｒ１にする。
の抵抗Ｒ３とで基準電圧発生回路１を構成しているが、
分圧抵抗Ｒ１とＲ２を磁気抵抗素子で構成し、前記角度
θの変化に対し、分圧抵抗Ｒ１とＲ２の抵抗変化がそれ
ぞれ磁気センサＭＲ１、 ＭＲ２と逆相になるように各
磁気センサと磁気抵抗素子の主電流通路の相対的な向き
を定め、ブリッジ２の４辺を構成する素子ＭＲ１，ＭＲ
２，Ｒ１，Ｒ２をすべて磁気に感応させると、コンパレ
ータ４に入力される磁場変化に対応する信号は２倍の大
きさになる。 このときは、分圧抵抗Ｒ２のＲ１に対す
る減少分は第１図の場合の２倍の２％Ｘ（０，１〜０．
５） Ｘ ４ ＸＲＩとなり、第三の抵抗Ｒ３の抵抗値
も２倍の４ （０，００４〜０．０２）・Ｒ１にする。
そして、この第三の抵抗Ｒ３も磁気抵抗素子で構成し、
しかも磁場の角度による抵抗の変化が磁気抵抗素子で構
成した分圧抵抗Ｒ２と同相になるように構成するのがよ
い。
しかも磁場の角度による抵抗の変化が磁気抵抗素子で構
成した分圧抵抗Ｒ２と同相になるように構成するのがよ
い。
第２図の実施例で、磁気センサＭＲＩとＭＲ２は磁場の
角度θの変化に応じて互いに逆相の抵抗変化を示すよう
に形成されており、両センサが直列に接続され、その接
続点である出力端子６からの出力信号がコンパレータ４
の反転入力に印加されるもので、再磁気センサの抵抗値
は等しく、その和が６５０にΩである。 そして、５０
［Ｏｅｌの強さの磁場に対して主１゜５％の抵抗変化
を示す。 基準電圧発生回路１は、それぞれ６２０ Ｋ
Ωの分圧抵抗Ｒ１゜Ｒ２と、４にΩの第三の抵抗Ｒ３と
、５０にΩのボリュームＶＲとが図示のように直列接続
され、直列接続の両端が電源の負端子ＧＮＤと正端子３
とにそれぞれ接続され、電圧■ が印加されている。
そしてボリュームＶＲの中間端子はコンパレータ４の非
反転入力に接続されている。 ８は回転軸でその先端に
永久磁石８ａが取り付けられ、磁気センサＭＲ１，！：
ＭＲ２は永久磁石８ａによる回転磁界をセンシングす
る。
角度θの変化に応じて互いに逆相の抵抗変化を示すよう
に形成されており、両センサが直列に接続され、その接
続点である出力端子６からの出力信号がコンパレータ４
の反転入力に印加されるもので、再磁気センサの抵抗値
は等しく、その和が６５０にΩである。 そして、５０
［Ｏｅｌの強さの磁場に対して主１゜５％の抵抗変化
を示す。 基準電圧発生回路１は、それぞれ６２０ Ｋ
Ωの分圧抵抗Ｒ１゜Ｒ２と、４にΩの第三の抵抗Ｒ３と
、５０にΩのボリュームＶＲとが図示のように直列接続
され、直列接続の両端が電源の負端子ＧＮＤと正端子３
とにそれぞれ接続され、電圧■ が印加されている。
そしてボリュームＶＲの中間端子はコンパレータ４の非
反転入力に接続されている。 ８は回転軸でその先端に
永久磁石８ａが取り付けられ、磁気センサＭＲ１，！：
ＭＲ２は永久磁石８ａによる回転磁界をセンシングす
る。
出力端子６の電圧Ｖは、磁気センサＭＲ２の主たる電流
通路と磁場のなす角をθとすると■＝■・（１＋ ０．
０１５ ｃｏｓ ２θ）／２で表わされる。 これに対
する基準電圧は電源電圧■ のは１．４８〜０．５２の
範囲で、ボリュームＶＲで調整する。 この調整は、磁
気センサの抵抗値のばらつき、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２、第
三の抵抗Ｒ３のばらつきに対処して、コンパレータ４の
非反転入力を調整してコンパレータ４の出力パルスのデ
ユーティ比が５０％になるようにする。 コンパレータ
４は低消費電力のオペアンプで、電源電圧■“が３（Ｖ
ｌ のときに消費電力が２μＡとなるように抵抗Ｒｓが
設定されている。 １０は増幅器としてのインバータで
、コンパレータ４の出力を増幅し、スイッチｓｈを構成
するエンハメントＭＯＳＦＥＴのゲートに印加する。
このＭＯＳＦＥＴは端子７と一方の電源端子ＧＮＤ間に
スイッチとして使用されるべくドレインとソースが接続
されている。
通路と磁場のなす角をθとすると■＝■・（１＋ ０．
０１５ ｃｏｓ ２θ）／２で表わされる。 これに対
する基準電圧は電源電圧■ のは１．４８〜０．５２の
範囲で、ボリュームＶＲで調整する。 この調整は、磁
気センサの抵抗値のばらつき、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２、第
三の抵抗Ｒ３のばらつきに対処して、コンパレータ４の
非反転入力を調整してコンパレータ４の出力パルスのデ
ユーティ比が５０％になるようにする。 コンパレータ
４は低消費電力のオペアンプで、電源電圧■“が３（Ｖ
ｌ のときに消費電力が２μＡとなるように抵抗Ｒｓが
設定されている。 １０は増幅器としてのインバータで
、コンパレータ４の出力を増幅し、スイッチｓｈを構成
するエンハメントＭＯＳＦＥＴのゲートに印加する。
このＭＯＳＦＥＴは端子７と一方の電源端子ＧＮＤ間に
スイッチとして使用されるべくドレインとソースが接続
されている。
増幅器１０は外部の機器へパルス信号を送出するため、
必要に応じて図示の出力回路９でオープンコレクタに変
換される。 オープンコレクタ信号に代りオープンドレ
インの信号に変換されてもよい。
必要に応じて図示の出力回路９でオープンコレクタに変
換される。 オープンコレクタ信号に代りオープンドレ
インの信号に変換されてもよい。
コンパレータ４を構成するオペアンプは出力電圧範囲が
電源電圧±１．５［Ｖｌ のときに、主０゜６（Ｖ］テ
アル。 換言すればｃｓｏ＋ｏ、５ｒｖ） 〜ｖ −
ｏ、ａ［Ｖｌ の範囲内であるため、電源電圧が３［Ｖ
］以下に低下する場合、スイッチＳ−を構成するＦＥＴ
を駆動するには十分と言えない。 そこでＣ−ＭＯＳイ
ンバータによる増幅器１０で増幅し、はず電源電圧範囲
に０Ｎ−ＯＦＦするパルス信号に変換してＭＯＳＦＥＴ
のスイッチＳ−のゲートを駆動するようにしである。
電源電圧±１．５［Ｖｌ のときに、主０゜６（Ｖ］テ
アル。 換言すればｃｓｏ＋ｏ、５ｒｖ） 〜ｖ −
ｏ、ａ［Ｖｌ の範囲内であるため、電源電圧が３［Ｖ
］以下に低下する場合、スイッチＳ−を構成するＦＥＴ
を駆動するには十分と言えない。 そこでＣ−ＭＯＳイ
ンバータによる増幅器１０で増幅し、はず電源電圧範囲
に０Ｎ−ＯＦＦするパルス信号に変換してＭＯＳＦＥＴ
のスイッチＳ−のゲートを駆動するようにしである。
第２図の実施例では、磁気センサの出力信号のピーク値
の１０％のヒステリシスが加えられるように第二の抵抗
Ｒ３の抵抗値を選んだ。
の１０％のヒステリシスが加えられるように第二の抵抗
Ｒ３の抵抗値を選んだ。
希望のヒステリシス電圧を印加するに必要な第三の抵抗
Ｒ３の抵抗値の計算方法は以下の手順による。
Ｒ３の抵抗値の計算方法は以下の手順による。
（１）先ず磁気センサの出力信号のピーク値に対し、ど
れだけの比率のヒステリシス電圧を印加したいかを決め
る。 この比率をｋとすると、前述のように磁場による
磁気センサの抵抗変化が主１゜５％、すなわち主０゜０
１５の場合について考えれば、磁気センサの出力信号の
ピーク値は（Ｖ ／２） ｘ ｏ、。
れだけの比率のヒステリシス電圧を印加したいかを決め
る。 この比率をｋとすると、前述のように磁場による
磁気センサの抵抗変化が主１゜５％、すなわち主０゜０
１５の場合について考えれば、磁気センサの出力信号の
ピーク値は（Ｖ ／２） ｘ ｏ、。
１５で、ヒステリシス電圧Ｖｌｌｉｓｔ（片側）は、Ｖ
Ｈ４ｆｉｌ（片側） ＝ （Ｖ ／２ ） ｘ Ｏ，０
１５にと表わせる。
Ｈ４ｆｉｌ（片側） ＝ （Ｖ ／２ ） ｘ Ｏ，０
１５にと表わせる。
前述の例のようにｋを１０％、すなわち０．１に決めた
とすると、 Ｖｎｔｓｓ（片側） −（Ｖｌ／２） Ｘ １．５Ｘ１
０−’（２）基準電圧はＲ１＝Ｒ２，Ｒ３＝ ０ （７
）とき、ｖ／２となるから、分圧抵抗Ｒ２がＲ１に対し
てαだけ小さくなると、基準電圧は下式の△Ｖだけ小さ
くなる。
とすると、 Ｖｎｔｓｓ（片側） −（Ｖｌ／２） Ｘ １．５Ｘ１
０−’（２）基準電圧はＲ１＝Ｒ２，Ｒ３＝ ０ （７
）とき、ｖ／２となるから、分圧抵抗Ｒ２がＲ１に対し
てαだけ小さくなると、基準電圧は下式の△Ｖだけ小さ
くなる。
八Ｖ＝ Ｒ２（１−ス）、■１２ Ｒ
１令Ｒ１（１−ス ここで、Ｒ１＝Ｒ２として上式を整理するとび ΔＶζ−ｘｖ” を得る。
１令Ｒ１（１−ス ここで、Ｒ１＝Ｒ２として上式を整理するとび ΔＶζ−ｘｖ” を得る。
（３） （１）で求めたＶＮｉｓｓ（片側）と、（２
）で求めたΔ■が等しいとおくと （Ｖ”／２ ） ｘ １．５ｘｌＯ−３＝ （Ｖ ／４
） ・αとなり、これよりαを求めると、 α＝３Ｘ１０−３ を得る。 第２図の回路定数Ｒ１，Ｒ２＝ ６２０にΩ
、ＶＲ＝５０にΩを考慮し、かつボリュームＶＲの抵抗
値を分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の和に含めて考えると、Ｒ１＋
Ｒ２＝（６２０ｘ２＋５０） ＫΩ＝ １２９０ ＫΩ
となり、ＲＩＸ（２−α） ＝１２９０にΩを得る。
）で求めたΔ■が等しいとおくと （Ｖ”／２ ） ｘ １．５ｘｌＯ−３＝ （Ｖ ／４
） ・αとなり、これよりαを求めると、 α＝３Ｘ１０−３ を得る。 第２図の回路定数Ｒ１，Ｒ２＝ ６２０にΩ
、ＶＲ＝５０にΩを考慮し、かつボリュームＶＲの抵抗
値を分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の和に含めて考えると、Ｒ１＋
Ｒ２＝（６２０ｘ２＋５０） ＫΩ＝ １２９０ ＫΩ
となり、ＲＩＸ（２−α） ＝１２９０にΩを得る。
α＝３Ｘ１０−”を代入してＲ１を求めるとＲ１＝ ６
４６にΩを得る。 又、Ｒ２はＲ２＝１２９０にΩ−Ｒ
１＝ ６４４にΩ となる。
４６にΩを得る。 又、Ｒ２はＲ２＝１２９０にΩ−Ｒ
１＝ ６４４にΩ となる。
従って、
Ｒ３＝ （Ｒ１−Ｒ２） Ｘ ２ ＝ ４ ＫΩとなる
。
。
（４） ヒステリシス角を求めるときは、５ｉｎ２θ
−Ｋからθを求め、２θを求めるとヒステリシス角が得
られる。 この場合は、５．７＠である。
−Ｋからθを求め、２θを求めるとヒステリシス角が得
られる。 この場合は、５．７＠である。
第３図に、この条件の場合の第２図の要部の電圧波形を
示す。 同図（ａ）は磁気センサの出力信号、すなわち
コンパレータ４の非反転入力電圧、同図（ｂ）は増幅器
１０（インバータ）の出力波形を磁石８ａの正回転時と
逆回転時を比較して示しである。
示す。 同図（ａ）は磁気センサの出力信号、すなわち
コンパレータ４の非反転入力電圧、同図（ｂ）は増幅器
１０（インバータ）の出力波形を磁石８ａの正回転時と
逆回転時を比較して示しである。
磁気センサの出力電圧のＰ−Ｐ値の０．５倍のヒステリ
シス電圧を印加するための回路定数の一例としては、ボ
リュームＶＲの抵抗骨を分圧抵抗Ｒ１とＲ２に含めて考
え、Ｒ１＝ ６５０にΩ、 Ｒ２＝ ６４０にΩ。
シス電圧を印加するための回路定数の一例としては、ボ
リュームＶＲの抵抗骨を分圧抵抗Ｒ１とＲ２に含めて考
え、Ｒ１＝ ６５０にΩ、 Ｒ２＝ ６４０にΩ。
Ｒ３＝ ２０ ＫΩを採用することができる。
因みに、前述のように１０％のヒステリシス電圧を得る
のに第三の抵抗Ｒ３を４にΩに定めたが、第７図の従来
技術で同じヒステリシス電圧をえるには、帰還抵抗Ｒｆ
の値が１０３ＭΩという大きな値になり、帰還抵抗の寸
法が太き（なったり、回路基板の絶縁性をあげる必要が
あり、又、ノイズに弱いという各種の問題点が発生する
。
のに第三の抵抗Ｒ３を４にΩに定めたが、第７図の従来
技術で同じヒステリシス電圧をえるには、帰還抵抗Ｒｆ
の値が１０３ＭΩという大きな値になり、帰還抵抗の寸
法が太き（なったり、回路基板の絶縁性をあげる必要が
あり、又、ノイズに弱いという各種の問題点が発生する
。
なお上記実施例では、磁気センサＭＲＩとＭＲ２が同じ
抵抗値で、又、分圧抵抗Ｒ１とＲ２がほず同じ抵抗値の
場合を述べたが、必ずしも同じでなくても、適切な第三
の抵抗Ｒ３を定めることができる。
抵抗値で、又、分圧抵抗Ｒ１とＲ２がほず同じ抵抗値の
場合を述べたが、必ずしも同じでなくても、適切な第三
の抵抗Ｒ３を定めることができる。
第４図の実施例は、第２図の実施例に比較して、基準電
圧発生回路ｌの分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２及び第三の抵抗Ｒ３
を、それぞれ磁気抵抗素子ＭＲ３，ＭＲ４，ＭＲ５で構
成し、これらの磁気抵抗素子を磁気センサＭＲＩ。
圧発生回路ｌの分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２及び第三の抵抗Ｒ３
を、それぞれ磁気抵抗素子ＭＲ３，ＭＲ４，ＭＲ５で構
成し、これらの磁気抵抗素子を磁気センサＭＲＩ。
ＭＲ２と共に一枚の絶縁基板上に薄膜の強磁性抵抗体で
形成したものである。 このものでは、第２図の場合に
比較し磁場の検出感度を２倍にできる。
形成したものである。 このものでは、第２図の場合に
比較し磁場の検出感度を２倍にできる。
なおスイッチＳ−は電圧制御型の低消費電力のものが望
ましく、上記実施例のようなエンハンスメントＭＯＳＦ
ＥＴやアナログスイッチを用いるとよいが、必ずしもこ
れ等に限定されることはなく、バイポーラトランジスタ
を用いてもよい。
ましく、上記実施例のようなエンハンスメントＭＯＳＦ
ＥＴやアナログスイッチを用いるとよいが、必ずしもこ
れ等に限定されることはなく、バイポーラトランジスタ
を用いてもよい。
第５図は、ヒステリシス電圧を印加するための第三の抵
抗Ｒ３を分圧抵抗Ｒ１と電源の正端子３との間に挿入し
、ブリッジ２の出力端子５（すなわち基準電圧発生回路
ｌの出力端子）と６とがそれぞれコンパレータ４の反転
入力と非反転入力に接続されているもので、前述の実施
例と類似の作動をする。
抗Ｒ３を分圧抵抗Ｒ１と電源の正端子３との間に挿入し
、ブリッジ２の出力端子５（すなわち基準電圧発生回路
ｌの出力端子）と６とがそれぞれコンパレータ４の反転
入力と非反転入力に接続されているもので、前述の実施
例と類似の作動をする。
第６図の実施例はヒステリシス電圧を印加するための第
三の抵抗を磁気抵抗素子ＭＲ５で構成し、磁気センサＭ
Ｒ１、 ＭＲ２と共に一枚の絶縁基板上に薄膜の強磁性
抵抗体として形成したものである。
三の抵抗を磁気抵抗素子ＭＲ５で構成し、磁気センサＭ
Ｒ１、 ＭＲ２と共に一枚の絶縁基板上に薄膜の強磁性
抵抗体として形成したものである。
なお第５図、第６図とも、増幅器１０の出力がＬＯＷの
状態でスイッチ針がＯＮとなる。
状態でスイッチ針がＯＮとなる。
本発明は、上記のように構成されているので、従来技術
のような高抵抗の帰還抵抗が不要で、ヒステリシス電圧
を印加する比較的低い抵抗値の第三の抵抗で置き換える
ことができたので磁気センサの抵抗値を大きくしても、
第三の抵抗の抵抗値は従来技術の帰還抵抗Ｒｆの抵抗値
よりはるかに低い値ですむ。 そのため、磁気センサや
基準電圧発生回路の抵抗値を大きくして低消費電力の磁
場検出回路を実現できる。 又、ヒステリシスの量も安
定に維持できる。 そして回路に高抵抗を使わないので
、ノイズにも強い。 又、回路基板の絶縁をそれ程向上
させる必要がなく、絶縁の面と、大形の高抵抗を使わな
いという両面から、回路を小形化できる等の効果がある
。
のような高抵抗の帰還抵抗が不要で、ヒステリシス電圧
を印加する比較的低い抵抗値の第三の抵抗で置き換える
ことができたので磁気センサの抵抗値を大きくしても、
第三の抵抗の抵抗値は従来技術の帰還抵抗Ｒｆの抵抗値
よりはるかに低い値ですむ。 そのため、磁気センサや
基準電圧発生回路の抵抗値を大きくして低消費電力の磁
場検出回路を実現できる。 又、ヒステリシスの量も安
定に維持できる。 そして回路に高抵抗を使わないので
、ノイズにも強い。 又、回路基板の絶縁をそれ程向上
させる必要がなく、絶縁の面と、大形の高抵抗を使わな
いという両面から、回路を小形化できる等の効果がある
。
又、請求項９の発明では、コンパレータの出力を増幅し
てスイッチＳ！Ａを駆動するようにしたので、低い電源
電圧で使用しても、電源電圧変動によるヒステリシス電
圧の変化が殆どなく、安定したヒステリシス幅が得られ
る。
てスイッチＳ！Ａを駆動するようにしたので、低い電源
電圧で使用しても、電源電圧変動によるヒステリシス電
圧の変化が殆どなく、安定したヒステリシス幅が得られ
る。
第１図（ａ）、 （ｂ）、第２図、第４図、第５図及び
第６図はそれぞれ本発明の異なる実施例の回路図、第３
図は第２図の電圧波形の図、第７図は従来技術の回路で
ある。 １・・・基準電圧発生回路、２・・・ブリッジ、３・・
・電源端子（正端子）、４・・・コンパレータ、５．６
・・・出力端子、７．７“・・・端子、ｌＯ・・・増幅
器、Ｒ１，Ｒ２・・・分圧抵抗、Ｒ３・・・第三の抵抗
、舖・・・スイッチ、ＭＨ１、 Ｍ）！２・・・磁気セ
ンサ（磁気抵抗素子）、ＭＲ３，ＭＲ４，ＭＲ５・・・
磁気抵抗素子、ＧＮＤ・・・電源端子 （負端子）
第６図はそれぞれ本発明の異なる実施例の回路図、第３
図は第２図の電圧波形の図、第７図は従来技術の回路で
ある。 １・・・基準電圧発生回路、２・・・ブリッジ、３・・
・電源端子（正端子）、４・・・コンパレータ、５．６
・・・出力端子、７．７“・・・端子、ｌＯ・・・増幅
器、Ｒ１，Ｒ２・・・分圧抵抗、Ｒ３・・・第三の抵抗
、舖・・・スイッチ、ＭＨ１、 Ｍ）！２・・・磁気セ
ンサ（磁気抵抗素子）、ＭＲ３，ＭＲ４，ＭＲ５・・・
磁気抵抗素子、ＧＮＤ・・・電源端子 （負端子）
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、磁気抵抗効果を有する磁気センサ（ＭＲ１）（ＭＲ
２）と、基準電圧を発生させるための分圧抵抗（Ｒ１）
（Ｒ２）と、前記磁気センサ（ＭＲ１）（ＭＲ２）と分
圧抵抗（Ｒ１）（Ｒ２）で構成されるブリッジ（２）と
、上記ブリッジ（２）の出力端子（５）（６）の電圧を
入力して波形整形するコンパレータ（４）と、上記磁気
センサ又は分圧抵抗に直列に挿入した第三の抵抗（Ｒ３
）と、該第三の抵抗と並列に接続されたスイッチ（ＳＷ
）とを設け、該スイッチ（ＳＷ）が前記コンパレータ（
４）の出力に応じて開閉されることを特徴とする磁場検
出回路。 ２、磁気抵抗効果を有する磁気センサ（ＭＲ１）（ＭＲ
２）と、基準電圧を発生させるための基準電圧発生回路
（１）と、前記基準電圧発生回路（１）の基準電圧と、
磁気センサの出力を比較して磁気センサの信号をパルス
に変換するコンパレータ（４）と、コンパレータ（４）
の出力に連動して開閉されるスイッチ（ＳＷ）とを有し
、前記磁気センサ又は基準電圧発生回路（１）に、電圧
がコンパレータ（４）に印加するヒステリシス電圧に相
当するように設けられた端子（７）と電源端子（３、Ｇ
ＮＤ）との間又は端子（７）と端子（７′）との間を前
記スイッチ（ＳＷ）により開閉することで、ヒステリシ
スを印加することを特徴とする磁場検出回路。 ３、前記分圧抵抗（Ｒ１）（Ｒ２）が磁気抵抗素子（Ｍ
Ｒ３）（ＭＲ４）である請求項１記載の磁場検出回路。 ４、前記第三の抵抗（Ｒ３）が磁気抵抗素子（ＭＲ５）
である請求項１又は３記載の磁場検出回路。 ５、前記磁気センサ（ＭＲ１）（ＭＲ２）と基準電圧発
生回路（１）とが共に磁気抵抗素子（ＭＲ１、ＭＲ２、
ＭＲ３、ＭＲ４、ＭＲ５）で構成され、これらがブリッ
ジ接続されている請求項２記載の磁場検出回路。 ６、前記スイッチ（ＳＷ）がエンハンスメントＭＯＳＦ
ＥＴである請求項１、２、３、４又は５記載の磁場検出
回路。 ７、前記スイッチ（ＳＷ）がアナログスイッチである請
求項１、２、３、４又は５記載の磁場検出回路。 ８、前記スイッチ（ＳＷ）がバイポーラトランジスタで
ある請求項１、２、３、４又は５記載の磁場検出回路。 ９、コンパレータ（４）とスイッチ（ＳＷ）との間に増
幅器（１０）を挿入した請求項１、２、３、４、５、６
、７又は８記載の磁場検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1276431A JPH0760171B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 磁場検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1276431A JPH0760171B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 磁場検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03137583A true JPH03137583A (ja) | 1991-06-12 |
| JPH0760171B2 JPH0760171B2 (ja) | 1995-06-28 |
Family
ID=17569322
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1276431A Expired - Lifetime JPH0760171B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 磁場検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0760171B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013167578A (ja) * | 2012-02-16 | 2013-08-29 | Seiko Instruments Inc | 磁気センサ装置 |
| US9310448B2 (en) | 2013-03-22 | 2016-04-12 | Seiko Epson Corporation | Detection circuit, semiconductor integrated circuit device, magnetic field rotation angle detection device, and electronic device |
| CN110657828A (zh) * | 2018-06-29 | 2020-01-07 | 英飞凌科技股份有限公司 | 磁传感器惠斯通电桥中的杂散场抑制 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5783417U (ja) * | 1980-11-11 | 1982-05-22 | ||
| JPS6331117A (ja) * | 1986-07-15 | 1988-02-09 | シ−メンス、アクチエンゲゼルシヤフト | リソグラフイ装置における位置合わせ装置とその運転方法 |
| JPS6454423U (ja) * | 1987-09-29 | 1989-04-04 |
-
1989
- 1989-10-23 JP JP1276431A patent/JPH0760171B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5783417U (ja) * | 1980-11-11 | 1982-05-22 | ||
| JPS6331117A (ja) * | 1986-07-15 | 1988-02-09 | シ−メンス、アクチエンゲゼルシヤフト | リソグラフイ装置における位置合わせ装置とその運転方法 |
| JPS6454423U (ja) * | 1987-09-29 | 1989-04-04 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013167578A (ja) * | 2012-02-16 | 2013-08-29 | Seiko Instruments Inc | 磁気センサ装置 |
| US9310448B2 (en) | 2013-03-22 | 2016-04-12 | Seiko Epson Corporation | Detection circuit, semiconductor integrated circuit device, magnetic field rotation angle detection device, and electronic device |
| CN110657828A (zh) * | 2018-06-29 | 2020-01-07 | 英飞凌科技股份有限公司 | 磁传感器惠斯通电桥中的杂散场抑制 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0760171B2 (ja) | 1995-06-28 |
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