JPH0314818Y2 - - Google Patents
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- JPH0314818Y2 JPH0314818Y2 JP1984069983U JP6998384U JPH0314818Y2 JP H0314818 Y2 JPH0314818 Y2 JP H0314818Y2 JP 1984069983 U JP1984069983 U JP 1984069983U JP 6998384 U JP6998384 U JP 6998384U JP H0314818 Y2 JPH0314818 Y2 JP H0314818Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- impedance element
- current
- variable impedance
- gain control
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/0052—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using diodes
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
〔技術分野〕
本考案は、利得制御回路に関し、特に広帯域高
周波増幅回路において、全帯域にわたつて利得制
御量を均一化できるとともに、利得制御時の非線
形歪の少ない利得制御回路に関する。
周波増幅回路において、全帯域にわたつて利得制
御量を均一化できるとともに、利得制御時の非線
形歪の少ない利得制御回路に関する。
第１図は、従来の利得制御回路で、１は入力端
子、２は入力端子１からの高周波信号foを増幅す
るためのトランジスタ、３は一端がトランジスタ
２のエミツタに、他端がコンデンサ４を介して接
地された例えば、PINダイオード等の可変インピ
ーダンス素子であり、該可変インピーダンス素子
３は、等価的に見ると第２図に示すように内部抵
抗３ａと内部コンデンサ３ｂとが並列接続された
ものであり、流入される電流量i1に応じて、内部
抵抗３ａの抵抗値が可変され、よつて、インピー
ダンスが変わるものである。５はトランジスタ
で、該トランジスタ５は、可変インピーダンス素
子３に流れる電流量を制御するためのものであ
る。１３は出力端子で、該出力端子１３はトラン
ジスタ２のコレクタに接続されている。１４は、
利得制御電圧の入力端子で、該入力端子１４から
の利得制御電圧が抵抗１１を介してトランジスタ
５のベースに入力され、ベース電圧が制御され、
該ベース電圧によつてコレクタ電流が制御され、
よつて可変インピーダンス素子３に流れる電流が
制御されるものである。１５は負電圧が印加され
ている電源端子である。なお６及至１０は抵抗、
１２はコイルである。
子、２は入力端子１からの高周波信号foを増幅す
るためのトランジスタ、３は一端がトランジスタ
２のエミツタに、他端がコンデンサ４を介して接
地された例えば、PINダイオード等の可変インピ
ーダンス素子であり、該可変インピーダンス素子
３は、等価的に見ると第２図に示すように内部抵
抗３ａと内部コンデンサ３ｂとが並列接続された
ものであり、流入される電流量i1に応じて、内部
抵抗３ａの抵抗値が可変され、よつて、インピー
ダンスが変わるものである。５はトランジスタ
で、該トランジスタ５は、可変インピーダンス素
子３に流れる電流量を制御するためのものであ
る。１３は出力端子で、該出力端子１３はトラン
ジスタ２のコレクタに接続されている。１４は、
利得制御電圧の入力端子で、該入力端子１４から
の利得制御電圧が抵抗１１を介してトランジスタ
５のベースに入力され、ベース電圧が制御され、
該ベース電圧によつてコレクタ電流が制御され、
よつて可変インピーダンス素子３に流れる電流が
制御されるものである。１５は負電圧が印加され
ている電源端子である。なお６及至１０は抵抗、
１２はコイルである。
上述の如き構成の利得制御回路の動作について
説明すると、入力端子１に加えられた高周波信号
foはトランジスタ２のベースに入力され、この高
周波信号foはトランジスタ２の増幅作用によつて
増幅されて、出力端子１３から次段（図示せず）
に出力される。このときトランジスタ２のエミツ
タ電流i1は、可変インピーダンス素子３を流れる
ことになり、このエミツタ電流i1は、トランジス
タ５の電流でもあり、このトランジスタ５のコレ
クタ電流は、トランジスタ５への入力端子１４か
らのベース電圧によつて制御される。そして、
PINダイオード等の可変インピーダンス素子３
は、流れる電流量によつて、内部抵抗３ａの抵抗
値が可変されるものであるために、トランジスタ
５のベース電圧を制御することによつて、トラン
ジスタ５のコレクタ電流が制御され、これにより
可変インピーダンス素子３に流れる電流量が制御
され、内部抵抗３ａの抵抗値が可変されるもので
ある。これは、可変インピーダンス素子３に流れ
る電流量が増加することによつて、内部抵抗３ａ
が下がると、可変インピーダンス素子３のインピ
ーダンスＺが下がり、よつてトランジスタ５のコ
レクタ電流が増加してトランジスタ２での信号増
幅利得は上がる。また、内部抵抗３ａが上がつた
ときは、この逆になり、信号増幅利得を制御でき
る。
説明すると、入力端子１に加えられた高周波信号
foはトランジスタ２のベースに入力され、この高
周波信号foはトランジスタ２の増幅作用によつて
増幅されて、出力端子１３から次段（図示せず）
に出力される。このときトランジスタ２のエミツ
タ電流i1は、可変インピーダンス素子３を流れる
ことになり、このエミツタ電流i1は、トランジス
タ５の電流でもあり、このトランジスタ５のコレ
クタ電流は、トランジスタ５への入力端子１４か
らのベース電圧によつて制御される。そして、
PINダイオード等の可変インピーダンス素子３
は、流れる電流量によつて、内部抵抗３ａの抵抗
値が可変されるものであるために、トランジスタ
５のベース電圧を制御することによつて、トラン
ジスタ５のコレクタ電流が制御され、これにより
可変インピーダンス素子３に流れる電流量が制御
され、内部抵抗３ａの抵抗値が可変されるもので
ある。これは、可変インピーダンス素子３に流れ
る電流量が増加することによつて、内部抵抗３ａ
が下がると、可変インピーダンス素子３のインピ
ーダンスＺが下がり、よつてトランジスタ５のコ
レクタ電流が増加してトランジスタ２での信号増
幅利得は上がる。また、内部抵抗３ａが上がつた
ときは、この逆になり、信号増幅利得を制御でき
る。
よつてこの利得制御回路において、例えば、利
得を下げたいときは、トランジスタ５のベース電
圧を入力端子１４から印加し、ベース電圧を下げ
てトランジスタ５のコレクタ電流が減少されれ
ば、可変インピーダンス素子３を流れる電流量
は、トランジスタ５のコレクタ電流に等しい電流
量であるために減少する。この可変インピーダン
ス素子３の電流量が減少されると高周波信号foに
対するインピーダンスが増加（第３図参照）する
ので、トランジスタ２には、エミツタインピーダ
ンスによる電流負帰還がかかることになり第４図
に示す如く利得が下がる。そして、可変インピー
ダンス素子３に流れる電流が最小のとき、トラン
ジスタ２の利得は最小（減衰量は最大）となる。
得を下げたいときは、トランジスタ５のベース電
圧を入力端子１４から印加し、ベース電圧を下げ
てトランジスタ５のコレクタ電流が減少されれ
ば、可変インピーダンス素子３を流れる電流量
は、トランジスタ５のコレクタ電流に等しい電流
量であるために減少する。この可変インピーダン
ス素子３の電流量が減少されると高周波信号foに
対するインピーダンスが増加（第３図参照）する
ので、トランジスタ２には、エミツタインピーダ
ンスによる電流負帰還がかかることになり第４図
に示す如く利得が下がる。そして、可変インピー
ダンス素子３に流れる電流が最小のとき、トラン
ジスタ２の利得は最小（減衰量は最大）となる。
しかしながら、上述の如き構成の利得制御回路
では、第３図に示す如く、可変インピーダンス素
子を流れる電流量が一定（例えばID＝II）であつ
ても、可変インピーダンス素子のインピーダンス
Ｚは、入力される高周波信号foの周波数によつて
異なる値をとるために、第４図に示す如く、高域
周波数の高周波信号f2と低域周波数の高周波信号
f0（f2＞f1）とでは、利得制御量（G1＞G2）が異
なり、高周波信号foの周波数によつて減衰量に差
を生じる。
では、第３図に示す如く、可変インピーダンス素
子を流れる電流量が一定（例えばID＝II）であつ
ても、可変インピーダンス素子のインピーダンス
Ｚは、入力される高周波信号foの周波数によつて
異なる値をとるために、第４図に示す如く、高域
周波数の高周波信号f2と低域周波数の高周波信号
f0（f2＞f1）とでは、利得制御量（G1＞G2）が異
なり、高周波信号foの周波数によつて減衰量に差
を生じる。
また利得を下げるために、トランジスタ５のベ
ース電圧を下げると、結果として、トランジスタ
２のエミツタ電流が減小することになり、このエ
ミツタ電流が減小すると、トランジスタ２の動作
点が変わり、非線形歪が大きくなる。このため、
このトランジスタ２を増幅素子とする増幅回路の
歪特性は悪化する。
ース電圧を下げると、結果として、トランジスタ
２のエミツタ電流が減小することになり、このエ
ミツタ電流が減小すると、トランジスタ２の動作
点が変わり、非線形歪が大きくなる。このため、
このトランジスタ２を増幅素子とする増幅回路の
歪特性は悪化する。
さらに、増幅用のトランジスタ２は、エミツタ
電流の減小によつて動作点が変わつているにもか
かわらず、トランジスタ２のベースに入力される
高周波信号のレベルは、動作点が変わる前の大き
な信号レベルであるために、この大きな信号レベ
ルの高周波信号をエミツタ電流が減小したトラン
ジスタ２では充分増幅することができず、このこ
とも非線形歪特性を悪化させる原因になつてい
る。
電流の減小によつて動作点が変わつているにもか
かわらず、トランジスタ２のベースに入力される
高周波信号のレベルは、動作点が変わる前の大き
な信号レベルであるために、この大きな信号レベ
ルの高周波信号をエミツタ電流が減小したトラン
ジスタ２では充分増幅することができず、このこ
とも非線形歪特性を悪化させる原因になつてい
る。
本考案は上述の如き欠点に解決を与えるもので
あり、本考案の目的は、広帯域の高周波増幅回路
において、広帯域の全域にわたつて利得制御量が
均一化されているとともに、利得制御時の非線形
歪の少ない利得制御回路を堤供することにある。
あり、本考案の目的は、広帯域の高周波増幅回路
において、広帯域の全域にわたつて利得制御量が
均一化されているとともに、利得制御時の非線形
歪の少ない利得制御回路を堤供することにある。
本考案の一実施例を第５図乃至第７図を用いて
説明する。第５図は、利得制御回路図、第６図は
可変インピーダンス素子と直列回路との等価回路
図、第７図は第５図の動作を説明するための特性
図である。なお、従来と同一物または均等物には
同符号を付して、詳細な説明は省略する。
説明する。第５図は、利得制御回路図、第６図は
可変インピーダンス素子と直列回路との等価回路
図、第７図は第５図の動作を説明するための特性
図である。なお、従来と同一物または均等物には
同符号を付して、詳細な説明は省略する。
図において、１６はコイルで、該コイル１６の
一端は、トランジスタ２のエミツタと可変インピ
ーダンス素子３との接続点に接続されている。１
７は抵抗、１８は比較的大きな値を有する直流カ
ツト用のコンデンサであり、前記コイル１６と抵
抗１７とコンデンサ１８とは直列接続されてお
り、コンデンサ１８の一端は接地されている。前
記直列接続されたコイル１６と抵抗１７とコンデ
ンサ１８とは、同じく直列接続された可変インピ
ーダンス素子３とコンデンサ４と、並列に接続さ
れている。なお抵抗１９は、電源端子１５とコン
デンサ１８の接地されていない一端とに接続され
ている。
一端は、トランジスタ２のエミツタと可変インピ
ーダンス素子３との接続点に接続されている。１
７は抵抗、１８は比較的大きな値を有する直流カ
ツト用のコンデンサであり、前記コイル１６と抵
抗１７とコンデンサ１８とは直列接続されてお
り、コンデンサ１８の一端は接地されている。前
記直列接続されたコイル１６と抵抗１７とコンデ
ンサ１８とは、同じく直列接続された可変インピ
ーダンス素子３とコンデンサ４と、並列に接続さ
れている。なお抵抗１９は、電源端子１５とコン
デンサ１８の接地されていない一端とに接続され
ている。
上述の如き構成の利得制御回路において、その
動作を説明すると、第６図は、コイル１６と抵抗
１７とコンデンサ１８とから成る直列回路と、可
変インピーダンス素子３とコンデンサ４とから成
る直列回路とが並列に接続されたものの高周波信
号に対する等価回路図であり、可変インピーダン
ス素子３は、内部抵抗３ａと内部コンデンサ３ｂ
とから成る等価回路で表わせる。このとき、第６
図に示す等価回路において、コイル１６と可変イ
ンピーダンス素子３との並列接続としたときのイ
ンピーダンスＺは、第７図の曲線ａで示すように
なり、また、抵抗１７と可変インピーダンス素子
３との並列接続としたときのインピーダンスＺ
は、第７図の曲線ｂで示すようになる。この曲線
ａは、コイル１６と可変インピーダンス素子３と
の並列接続によつて、コイル１６と可変インピー
ダンス素子３の内部コンデンサ３ｂとのLC共振
回路が構成されることによつて、所定周波数でピ
ークを有する曲線となるものであり、同様に曲線
ｂは、RCの並列回路が構成されたもので、周波
数に対して、減衰する曲線となる。このことから
コイル１６のインダクタンス値と抵抗１７の抵抗
値を所望の値に設定することによつて第７図の曲
線ｃに示す如く、略平担なインピーダンスＺを得
ることができる。
動作を説明すると、第６図は、コイル１６と抵抗
１７とコンデンサ１８とから成る直列回路と、可
変インピーダンス素子３とコンデンサ４とから成
る直列回路とが並列に接続されたものの高周波信
号に対する等価回路図であり、可変インピーダン
ス素子３は、内部抵抗３ａと内部コンデンサ３ｂ
とから成る等価回路で表わせる。このとき、第６
図に示す等価回路において、コイル１６と可変イ
ンピーダンス素子３との並列接続としたときのイ
ンピーダンスＺは、第７図の曲線ａで示すように
なり、また、抵抗１７と可変インピーダンス素子
３との並列接続としたときのインピーダンスＺ
は、第７図の曲線ｂで示すようになる。この曲線
ａは、コイル１６と可変インピーダンス素子３と
の並列接続によつて、コイル１６と可変インピー
ダンス素子３の内部コンデンサ３ｂとのLC共振
回路が構成されることによつて、所定周波数でピ
ークを有する曲線となるものであり、同様に曲線
ｂは、RCの並列回路が構成されたもので、周波
数に対して、減衰する曲線となる。このことから
コイル１６のインダクタンス値と抵抗１７の抵抗
値を所望の値に設定することによつて第７図の曲
線ｃに示す如く、略平担なインピーダンスＺを得
ることができる。
また、抵抗１９が、コイル１６と抵抗１７とか
ら成る直列回路と、電源ラインとの間に配置され
ているために、トランジスタ２のエミツタ電流の
一部が抵抗１７，１９を介してバイパスされるこ
とになる。このことから、入力端子１４に印加さ
れる利得制御電圧によつて、可変インピーダンス
素子３を流れる電流量が減小され、増幅用のトラ
ンジスタ２のバイアスが変わるような電流量に制
御されたとしても、トランジスタ２のエミツタ電
流は、抵抗１７，１９を介して所定量流れている
ために、増幅用のトランジスタ２の動作点を非線
形歪の少ない位置に保つことができるものであ
る。
ら成る直列回路と、電源ラインとの間に配置され
ているために、トランジスタ２のエミツタ電流の
一部が抵抗１７，１９を介してバイパスされるこ
とになる。このことから、入力端子１４に印加さ
れる利得制御電圧によつて、可変インピーダンス
素子３を流れる電流量が減小され、増幅用のトラ
ンジスタ２のバイアスが変わるような電流量に制
御されたとしても、トランジスタ２のエミツタ電
流は、抵抗１７，１９を介して所定量流れている
ために、増幅用のトランジスタ２の動作点を非線
形歪の少ない位置に保つことができるものであ
る。
上述の如く、本考案によれば、コイルと抵抗と
から成る直列回路が、可変インダクタンス素子に
並列接続されているために、利得制御時に前記並
列接続された直列回路と可変インダクタンス素子
との高周波信号に対する合成インピーダンスが所
望の帯域において、均一され、このために利得制
御を行なおうとする帯域の利得制御量が、高周波
信号の周波数による影響を受けなくなる。よつて
制御量（減衰量）が均一化され、安定した利得制
御が行なえる。
から成る直列回路が、可変インダクタンス素子に
並列接続されているために、利得制御時に前記並
列接続された直列回路と可変インダクタンス素子
との高周波信号に対する合成インピーダンスが所
望の帯域において、均一され、このために利得制
御を行なおうとする帯域の利得制御量が、高周波
信号の周波数による影響を受けなくなる。よつて
制御量（減衰量）が均一化され、安定した利得制
御が行なえる。
さらに、高周波信号に対する増幅素子であるト
ランジスタのエミツタ電流の一部が、直列回路と
電源端子に接続された抵抗とを介して所定量流れ
るために、前記トランジスタの動作点を非線形歪
の少ない位置に保つことができ、よつて利得制御
時に可変インダクタンス素子を流れる電流が減小
しても、非線形歪の少ない利得制御回路を堤供す
ることができるものである。
ランジスタのエミツタ電流の一部が、直列回路と
電源端子に接続された抵抗とを介して所定量流れ
るために、前記トランジスタの動作点を非線形歪
の少ない位置に保つことができ、よつて利得制御
時に可変インダクタンス素子を流れる電流が減小
しても、非線形歪の少ない利得制御回路を堤供す
ることができるものである。
第１図は、従来の利得制御回路図、第２図は、
可変インピーダンス素子の等価回路図、第３図、
第４図は、動作の説明図、第５図は、本考案の一
実施例を示す利得制御回路図、第６図は、可変イ
ンピーダンス素子と直列回路との等価回路図、第
７図は、動作を説明するための特性図である。 ２……トランジスタ、３……可変インピーダン
ス素子、５……トランジスタ（制御回路）、１５
……電源端子、１６……コイル、１７，１９……
抵抗。
可変インピーダンス素子の等価回路図、第３図、
第４図は、動作の説明図、第５図は、本考案の一
実施例を示す利得制御回路図、第６図は、可変イ
ンピーダンス素子と直列回路との等価回路図、第
７図は、動作を説明するための特性図である。 ２……トランジスタ、３……可変インピーダン
ス素子、５……トランジスタ（制御回路）、１５
……電源端子、１６……コイル、１７，１９……
抵抗。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 高周波信号を増幅するためのトランジスタと、
該トランジスタのエミツタ電流の一部が流れかつ
電流量に応じてインピーダンスが可変される可変
インピーダンス素子と、該可変インピーダンス素
子を流れる電流量を制御するための制御回路と、 コイルと抵抗とが直列に接続され一端が前記ト
ランジスタのエミツタに接続され他端がコンデン
サを介して接地された直列回路と、 該直列回路の他端と直流電源の一端との間に接
続され該直列回路に前記トランジスタのエミツタ
電流の残部を流すための抵抗とを備えたことを特
徴とする利得制御回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1984069983U JPS60181913U (ja) | 1984-05-14 | 1984-05-14 | 利得制御回路 |
| US06/733,497 US4583050A (en) | 1984-05-14 | 1985-05-10 | Gain control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1984069983U JPS60181913U (ja) | 1984-05-14 | 1984-05-14 | 利得制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60181913U JPS60181913U (ja) | 1985-12-03 |
| JPH0314818Y2 true JPH0314818Y2 (ja) | 1991-04-02 |
Family
ID=13418409
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1984069983U Granted JPS60181913U (ja) | 1984-05-14 | 1984-05-14 | 利得制御回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4583050A (ja) |
| JP (1) | JPS60181913U (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8602408A (nl) * | 1986-09-24 | 1988-04-18 | Philips Nv | Voorversterker voor een optische ontvanger. |
| FR2646574B1 (fr) * | 1989-04-28 | 1991-07-05 | Alcatel Transmission | Amplificateur a gain reglable, utilisable dans le domaine des hyperfrequences |
| US5307026A (en) * | 1992-12-11 | 1994-04-26 | Nokia Mobile Phones, Ltd. | Variable gain RF amplifier with linear gain control |
| US6091301A (en) * | 1996-06-03 | 2000-07-18 | Scientific-Atlanta, Inc. | Flatness compensation of diplex filter roll-off using active amplifier peaking circuit |
| JP2008011482A (ja) * | 2006-05-29 | 2008-01-17 | Alps Electric Co Ltd | 高周波回路 |
| US9985592B2 (en) * | 2015-05-13 | 2018-05-29 | Skyworks Solutions, Inc. | High gain RF power amplifier with negative capacitor |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3023369A (en) * | 1959-02-09 | 1962-02-27 | Blonder Tongue Elect | Variable-gain transistor circuit |
| US4019160A (en) * | 1975-12-05 | 1977-04-19 | Gte Sylvania Incorporated | Signal attenuator circuit for TV tuner |
| US4255716A (en) * | 1977-09-10 | 1981-03-10 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Automatic gain control circuit |
-
1984
- 1984-05-14 JP JP1984069983U patent/JPS60181913U/ja active Granted
-
1985
- 1985-05-10 US US06/733,497 patent/US4583050A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60181913U (ja) | 1985-12-03 |
| US4583050A (en) | 1986-04-15 |
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