JPH0314922Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は励磁突流に第２高調波分が多いことに
着目し、入力電流の第２高調波含有率が多い時に
動作抑制して励磁電流での誤動作を防いだ第２高
調波抑制付比率差動継電器に関するものである。

変圧器保護の一般例は第６図に示す通りであ
る。第６図において、３０は被保護変圧器、３
１，３２は被保護変圧器の両端に設置される変流
器（CTと称す）、３３〜３５は本考案の対象とな
る変圧器保護リレーである。変圧器保護において
は、 変圧器の変圧比による電流の変化（Iuと
Iu′の大きさの変化）及び 変圧器の巻線構成による電流の変化（Iuと
Iu′の位相の変化） が発生するため、第６図に示すようにCTにより
結線方法をかえ、かつCT比を選択して差動電流
が０となるようにしている。ところが無負荷状態
で変圧器を投入すると変圧器に励磁突入電流が流
れることが知られており、この電流は例えば第６
図Iu，Iv，Iwとして流れ、Iu′，Iv′，Iw′が流れな
いことにより、差動電流、即ちリレーの動作電流
となり、変圧器保護リレーが動作しないために
は、何らかの対策が必要となる。最も一般的なも
のが、第２高調波抑制付比率差動継電器であり、
本考案は、この改良に関するものである。

従来この種変圧器保護を狙いとした継電器の構
成としては第１図に示す如き回路方式が一般であ
る。すなわち、第１図において、１は抑制入力端
子、２はその入力信号の整流回路、３は整流出力
を平滑する平滑回路で、これらで抑制出力を出す
抑制回路２１を構成している。また、４は差動入
力端子、５はその入力端子から基本波成分を導出
する導出回路、６は基本波成分を整流する整流回
路、７は整流出力を平滑する平滑回路で、これら
各回路５，６，７にて基本波出力を出す差動回路
２２を構成している。更に、８は差動入力端子４
からの入力信号から第２高調波成分を導出する第
２高調波導出回路、９は第２高調波成分を整流す
る整流回路、１０は整流出力を平滑する平滑回路
で、これら各回路８，９，１０にて第２高調波抑
制回路２３を構成している。そして、これら抑制
回路２１、差動回路２２、第２高調波抑制回路２
３の各出力は夫々第１、第２の比較回路１１，１
２を介して動作限時回路１３，１４および復帰限
時回路１５，１６を経て論理積回路１７にて最終
動作信号を出力する。また、V_A，V_B，V_C，V_D，
V_E，V_F，V_G，V_Hは夫々要部の出力波形を取り出
して示すものである。

尚、第２図は第１図の従来回路例において第２
高調波入力が少い場合の例、第３図は第２高調波
が多い場合の各部の波形を示している。各部波形
は説明用のため多分に特徴描写した。図中、V_A，
V_B，V_Cの破線は平滑前の瞬時値を示しV_D，V_Eの
一点鎖線は限界不動作の場合を示す。

以下、第１図の従来例をもとに、第２図、第３
図の波形を参照し動作の説明をする。まず、抑制
入力端子１、および差動入力端子４に入力がある
と抑制回路２１、差動回路２２、第２高調波抑制
回路２３には第２図のV_A，V_B，V_Cに図示するよ
うな出力波形が表われる。上記各々の回路は平滑
回路３，７および１０を有しているが細部の波形
としてはリツプルを含んでいるのが普通である。
第１、第２の比較回路１１，１２は夫々差動回路
２２と抑制回路２１、あるいは差動回路２２と第
２高調波抑制回路２３の出力を比較する方式をと
つている。そして、差動回路２２の出力V_Bが、
抑制回路２１の出力V_Aより大なる時に第１の比
較回路１１から出力信号V_Dを発生し、また差動
回路２２の出力V_Bが、第２高調波抑制回路２３
の出力V_Cより大なる時に第２の比較回路１２か
ら出力信号V_Eを発生する。しかし、これらの比
較波形V_A，V_B，V_Cは、第２図に示すようにリツ
プルを含有しているため、比較するV_AとV_B、あ
るいはV_BとV_Cの大きさがほぼ等しいレベルの近
辺では、第１、及び第２の比較回路１１，１２の
出力条件（V_A＜V_B，V_C＜V_B）が継続して満足さ
れず、断続的になるため、第１、及び第２の比較
回路１１，１２の出力は矩形波となる。即ち、
V_AとV_Bとではリツプルの周波数が等しいが、通
常脈動量がV_BよりもV_Aの方が大きく、他方V_Bと
V_Cとではリツプルの周波数がV_BよりもV_Cの方が
高いため、第１、及び第２の比較回路の出力が断
続的になり、矩形波となる。そして、その当該矩
形波のパルス幅が予め設定された動作限時回路１
３，１４の設定時間を越えた時、動作限時回路１
３，１４が出力し、復帰限時回路１５，１６から
出力が発生される。復帰限時回路１５，１６は、
一旦動作すると、動作限時回路１３，１４の出力
が断たれても、一定時間動作を継続し、結果的に
動作限時回路１３，１４の出力するパルスをパル
ス幅伸長することになる。この復帰限時回路１
５，１６の出力信号は論理積回路１７により両信
号の論理積がとられ、最終出力信号を発生させ
る。

尚第２図に示した出力波形V_D，V_Eにおける一
点鎖線の矩形波は矩形波幅が動作限時回路１３，
１４の設定時間に満たない場合、すなわち継電器
が動作し得ない場合を示したものである。さらに
上記説明における動作限時回路１３，１４の設定
時間T₁，T₂は下記により与えられる。すなわち
通常における入力波形において抑制回路２１と差
動回路２２の出力は同一入力に対しても同位相、
同リツプル、同過渡応動とは限らず、従つて動特
性的には、比較回路１１の出力が過渡的に出力信
号を発生することがある。例えば平滑回路３，７
の遅延要素の大小関係で後者の平滑常数が大なる
時には本来出力されない信号が第１の比較回路１
１より出力される可能性があり、また、逆に後者
の差動回路２２の平滑常数が小さい場合には入力
消勢時にも拘らず出力が発生する可能性がある。
よつてこれらの誤動作を除去するために動作限時
回路１３が入用となる。しかしこの時限幅は入力
信号の性質によつて異るので実験的に設定する方
法がとられていた。次に第２高調波抑制回路２３
と差動回路２２との出力関係は、上記抑制回路２
１と差動回路２２との関係と同様の考慮に加え
て、第２高調波導出回路８は一般に高選択度の帯
域ろ波回路を使用することが多いので、この過渡
応答により出力波形が変化して第３図に示すよう
に定常入力時より大きな出力V_Cが出ることは珍
しくない。そこで過渡的に第２の比較回路１２が
出力V_Eを発生することがあるためこの誤動作を
防ぐために動作限時回路１４の設定時間T₂が必
要となる。またこの様な場合最悪状態に比較回路
１２のパルス幅が設定時間T₂をこえるような場
合には抑制回路２１および差動回路２２との第１
の比較回路１１の出力側との論理積回路が成立し
ないように動作限時回路１３の設定時間T₁を決
めてやることが極めて重要なこととされて来た。
なお一般には設定時間T₁に対してT₂の方が大き
いのが普通である。

又、リレーの動作時間Ｔは以上のことより過渡
応答時間＋T₂となつている。

上記のように従来の第２高調波比率差動継電器
回路においては、動作限時回路１３，１４が存在
するため当然レスポンスが遅い装置となり、且つ
その動作限時回路１３，１４の設定時間T₁，T₂
の設定方法においても経験と、実験にたよつた定
性的作業であつたため手間と時間がかかり効率
的、画一的でないという欠点があつた。

従つて本考案は上記欠点を除去するためになさ
れたもので、抑制回路、及び差動回路の各瞬時値
レベルの出力を比較する第１の比較回路とリツプ
ル成分を含む高調波成分を導出する第２高調波抑
制回路及び差動回路の各瞬時値レベルの出力を比
較する第２の比較回路の後段にそれらの出力信号
の論理積をとる論理積回路（アンド回路）を接続
し、その出力信号を第１の比較回路により制約さ
れる限時幅で、少なくとも基本成分の1/4周期以
上の動作時限を持つ動作限時回路と動作可能の第
２高調波抑制回路付比率差動継電器を提供するこ
とを目的とする。

以下、本考案の一実施例を第４図および第５図
について説明する。図中、第１図と同一符号は同
一部分を示すものとする。第４図において１８は
論理積回路、１９は動作限時回路、２０は復帰限
時回路である。なお、第４図における平滑回路１
０は従来のそれとは異なり、時定数の小さい平滑
回路であり、よつて、リツプル成分を多く含む第
２高調波成分が第２の比較回路に入力される。ま
た第５図は第４図記載の要部の波形V_A〜V_E，V_K
を示したものである。図中、第１、第２の比較器
１１，１２の出力以前は従来回路の説明で既に触
れたのでここでは説明を省略する。ただし、第２
の比較回路の入力するV_Cはリツプル成分を多く
含んでいる。したがつて、動作点附近における第
１の比較器１１の出力波形に対し、第２の比較器
１２の出力波形は２倍周波数となつている。

そこでまず、第２高調波分が充分少ない時の動
作は第５図のV_D，V_E，V_J実線で示す如くその動
作時間は第１の比較器１１の出力V_Dのみにより
決まる。すなわち動作限時回路１９の設定時間に
対する制約条件は前記従来回路の動作限時回路１
３の場合と同一である。つまり、第２の比較回路
１２の動作限界は、矩形波V_Eの周期が上記の如
くV_Dの半分になつているので、動作限時回路１
９の信号遅延設定時間T₃をV_Eの矩形波周期（基
本波形の1/4周期）より大としておくことにより、
その限時幅を満足することとなる。

すなわち、本考案によれば抑制回路側の第１の
比較回路１１と、第２高調波抑制回路側の第２の
比較回路１２との出力協調を図るための動作限時
回路１９の設定時間T₃は定量的に基本波周期の
１／４以上で与えることができる。従つて、リレー
の動作時間T′はV_Dが立上がるまでの時間T₀と設
定時間T₃を加えた時間であり、従来の動作時間
Ｔに比べてT′＜Ｔとなることは明らかである。
なお、上記説明では従来回路と同様に平滑回路
３，７，１０を含んだ説明であるが、本考案は基
本的に矩形波パルス幅を測定する方式であるか
ら、設定時間T₃を基本波の1/2周期以上としなけ
れば平滑回路３，７，１０は特に必要でない。従
つて遅延要素として機能する平滑回路を除去する
ことにより動作時間の高速化は更に促進される。

従つて本考案によれば遅延要素を持たない抑制
回路、差動回路、第２次高調波抑制回路の夫々の
瞬時値レベルの出力信号を比較する第１、第２の
比較回路の出力同時条件を出力する論理積回路
と、その出力時間を計時する動作限時回路と、誤
動作限時回路の出力があつた時その信号を保持す
る復帰限時回路により構成したので、回路構成が
簡易になり、このためタイミング上の制約条件も
少くなり、かつ動作時限の設定は定量的、画一的
に行うことができるので高速動作が可能な継電器
を安価に提供できる顕著な効果がある。また本考
案では第１、第２の比較回路は、それぞれ瞬時値
レベルの入力信号の比較を行なうので、実効値レ
ベルの信号を扱う場合に比べて高速動作が得られ
る効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の継電器回路の構成を示すブロツ
ク図、第２図は第１図の動作を説明するための波
形図、第３図は他の動作状況を示す要部の波形
図、第４図は本考案の一実施例を示すブロツク構
成図、第５図は第４図の動作説明用の波形図、第
６図は変圧器保護の一般例を示す回路構成図であ
る。なお、図中同一符号は同一もしくは相当部分
を示す。 １……抑制入力端子、２１……抑制回路、４…
…差動入力端子、２２……差動回路、１１，１２
……第１、第２の比較回路、１８……論理積回
路、１９……動作限時回路、２０……復帰限時回
路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 全波整流された抑制回路の瞬時値レベルの出力
   と差動回路の瞬時値レベルの出力を比較して該差
   動回路の出力が大なる時に出力する第１の比較回
   路と、全波整流されリツプル成分を含む第２高調
   波抑制回路の瞬時値レベルの出力と前記差動回路
   の瞬時値レベルの出力とを比較して該差動回路の
   出力が大なる時に出力する第２の比較回路と、前
   記第１及び第２の両比較回路の出力条件を出力す
   る論理積回路と、前記論理積回路の出力時間を前
   記第１の比較回路により制約される限時幅で、少
   なくとも基本成分の1/4周期以上計時する動作限
   時回路と、前記動作限時回路の出力があつた時に
   その信号を保持する復帰限時回路とを備えた第２
   高調波抑制付比率差動継電器。