JPH067744B2 - 電流共振型コンバータ - Google Patents
電流共振型コンバータInfo
- Publication number
- JPH067744B2 JPH067744B2 JP15118889A JP15118889A JPH067744B2 JP H067744 B2 JPH067744 B2 JP H067744B2 JP 15118889 A JP15118889 A JP 15118889A JP 15118889 A JP15118889 A JP 15118889A JP H067744 B2 JPH067744 B2 JP H067744B2
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- JP
- Japan
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- current
- resonance
- output voltage
- variable inductor
- control
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Description
【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は電流が流れない期間を持つ不連続モードの電流
共振型コンバータの制御特性の改善に関するものであ
る。
共振型コンバータの制御特性の改善に関するものであ
る。
＜従来の技術＞ 従来の電流共振型コンバータは、ＬＣ共振を利用して、
MOSFET等のスイッチング素子の電流の変化を滑らかに変
化する正弦波状の波形にして、スイッチングさせる方式
のものであり、スイッチング時の電流波形が正弦波状
（共振波形）である事と、共振電流が零になった時にス
イッチする事が出来る為、スイッチング時のノイズとス
イッチングロスが小さいという特徴がある。従って、こ
の電流共振型コンバータは、スイッチング電源の低ノイ
ズ化、及び高周波化（装置の小型化に関連する）に有効
な方式とされている。
MOSFET等のスイッチング素子の電流の変化を滑らかに変
化する正弦波状の波形にして、スイッチングさせる方式
のものであり、スイッチング時の電流波形が正弦波状
（共振波形）である事と、共振電流が零になった時にス
イッチする事が出来る為、スイッチング時のノイズとス
イッチングロスが小さいという特徴がある。従って、こ
の電流共振型コンバータは、スイッチング電源の低ノイ
ズ化、及び高周波化（装置の小型化に関連する）に有効
な方式とされている。
なお、電流共振型には、電流が流れない期間を持つ不連
続モードと、そうでない連続モードがあり、不連続モー
ドは、半波形と全波形の２つに大別され、どちらも共振
電流は、スイッチングがオンの状態でのみ流れる不連続
なモードでの電流共振型コンバータである。
続モードと、そうでない連続モードがあり、不連続モー
ドは、半波形と全波形の２つに大別され、どちらも共振
電流は、スイッチングがオンの状態でのみ流れる不連続
なモードでの電流共振型コンバータである。
この電流共振型コンバータでの出力電圧の制御は、スイ
ッチング周波数ｆｓと共振周波数ｆｎの比（ｆｓ／ｆ
ｎ）を変える事により行う。特に全波形電流共振型の場
合は、回路の損失を無視すると、出力電圧は負荷依存性
は無く、入力電圧変動だけの影響を受け、入出力電圧の
関係は、次式に示す様に、スイッチング周波数と共振周
波数の比により決定される。
ッチング周波数ｆｓと共振周波数ｆｎの比（ｆｓ／ｆ
ｎ）を変える事により行う。特に全波形電流共振型の場
合は、回路の損失を無視すると、出力電圧は負荷依存性
は無く、入力電圧変動だけの影響を受け、入出力電圧の
関係は、次式に示す様に、スイッチング周波数と共振周
波数の比により決定される。
Ｖout／Ｖin＝ｆｓ／ｆｎ … ただし、Ｖin ：入力電圧（ＤＣ） Ｖout ：出力電圧（ＤＣ） である。
＜発明が解決しようとする課題＞ しかしながら、上記従来技術に示す電流共振型コンバー
タにおいては、共振用素子として固定インダクタや固定
コンデンサを使用している為、上記式に示す共振周波
数ｆｎは一定であり、出力電圧Ｖoutを制御する為に
は、スイッチング周波数ｆｓを変えていく必要があっ
た。従って、スイッチング周波数が変動する為、並列運
転させる場合においては、ビートが生じる。又、ノイズ
対策が複雑である。更に、コンデンサ、チョークコイ
ル、トランス等の小形化を妨げる等の課題があった。
タにおいては、共振用素子として固定インダクタや固定
コンデンサを使用している為、上記式に示す共振周波
数ｆｎは一定であり、出力電圧Ｖoutを制御する為に
は、スイッチング周波数ｆｓを変えていく必要があっ
た。従って、スイッチング周波数が変動する為、並列運
転させる場合においては、ビートが生じる。又、ノイズ
対策が複雑である。更に、コンデンサ、チョークコイ
ル、トランス等の小形化を妨げる等の課題があった。
本発明は上記従来技術の課題を踏まえて成されたもので
あり、電流共振型コンバータにおいて、スイッチング周
波数を固定のままで、出力電圧が制御出来る電流共振型
コンバータを提供する事を目的としたものである。
あり、電流共振型コンバータにおいて、スイッチング周
波数を固定のままで、出力電圧が制御出来る電流共振型
コンバータを提供する事を目的としたものである。
＜課題を解決するための手段＞ 上記課題を解決する為の本発明の構成は、入力変動や負
荷変動に応じて出力電圧を一定値に制御する不連続モー
ドの電流共振型コンバータにおいて、可変インダクタと
コンデンサから成るＬＣ共振回路と、出力電圧と基準電
圧の差から前記可変インダクタの制御電流を増減させる
出力電圧制御回路とを設け、制御電流により前記可変イ
ンダクタのインダクタンス値を変えて、共振周波数を変
化させる事により、出力電圧を一定値に制御する様に構
成した事を特徴とするものである。
荷変動に応じて出力電圧を一定値に制御する不連続モー
ドの電流共振型コンバータにおいて、可変インダクタと
コンデンサから成るＬＣ共振回路と、出力電圧と基準電
圧の差から前記可変インダクタの制御電流を増減させる
出力電圧制御回路とを設け、制御電流により前記可変イ
ンダクタのインダクタンス値を変えて、共振周波数を変
化させる事により、出力電圧を一定値に制御する様に構
成した事を特徴とするものである。
＜作用＞ 本発明によると、出力電圧の高低により制御電流を増減
させ、可変インダクタのインダクタンス値を変えて、共
振周波数を変化させる事により、スイッチング周波数が
一定のままで、出力電圧を一定値に制御する事が出来
る。
させ、可変インダクタのインダクタンス値を変えて、共
振周波数を変化させる事により、スイッチング周波数が
一定のままで、出力電圧を一定値に制御する事が出来
る。
＜実施例＞ 以下、本発明を図面に基づいて説明する。
第１図は本発明に係わる電流共振型コンバータの一実施
例を示す構成図であり、ハーフブリッジ回路方式の全波
形のものである。
例を示す構成図であり、ハーフブリッジ回路方式の全波
形のものである。
第１図において、Ｖinは入力電圧、１、２は入力電圧Ｖ
inを２分割する分割コンデンサ、３、４は入力電圧Ｖin
の両端に直列に接続するMOSFET等のスイッチング素子、
５、６はMOSFET３、４のゲート・ソース端子間に接続し
てMOSFET３、４を駆動するゲートドライブ回路、７、８
はMOSFET３、４の寄生ダイオード、９は分割コンデンサ
１、２の接続点にインダクタ用巻線の一端が接続する共
振用の可変インダクタ、１０は半導体スイッチ３、４の
接続点と可変インダクタ９のインダクタ用巻線の他端に
１次巻線の両端が接続するトランス、１１はトランス１
０の１次巻線の両端に接続された共振用のコンデンサ、
１２、１３はトランス１０の２次巻線の両端にそれぞれ
アノード側を接続する整流用ダイオード、１４は整流用
ダイオード１２、１３のカソード側にその一端が接続す
るチョークコイル、１５、１６はそれぞれチョークコイ
ル１４の他端とトランス１０の中点との間に接続するフ
ィルタ用コンデンサ及び負荷抵抗であり、１４、１５は
出力フィルタを構成する。Ｖoutは負荷抵抗の両端に加
わる出力電圧である。又、１７、１８は負荷抵抗１６の
両端の電圧を検出する出力電圧検出抵抗、１９は出力基
準電圧値、２０は出力電圧検出抵抗１７、１８による分
圧出力電圧と出力基準電圧値２０との差をとり増幅する
オペアンプ、２１は負荷抵抗１６の両端の電圧で駆動さ
れるベース駆動回路、２２はベース駆動回路２１の出力
の電流増幅を行い可変インダクタ９の制御巻線を駆動す
る電流制御用のトランジスタであり、１７〜２２で出力
電圧制御回路を構成している。なお、上記構成図におい
ては、スイッチング素子として、MOSFETをあげたが、こ
れに限るものではない。
inを２分割する分割コンデンサ、３、４は入力電圧Ｖin
の両端に直列に接続するMOSFET等のスイッチング素子、
５、６はMOSFET３、４のゲート・ソース端子間に接続し
てMOSFET３、４を駆動するゲートドライブ回路、７、８
はMOSFET３、４の寄生ダイオード、９は分割コンデンサ
１、２の接続点にインダクタ用巻線の一端が接続する共
振用の可変インダクタ、１０は半導体スイッチ３、４の
接続点と可変インダクタ９のインダクタ用巻線の他端に
１次巻線の両端が接続するトランス、１１はトランス１
０の１次巻線の両端に接続された共振用のコンデンサ、
１２、１３はトランス１０の２次巻線の両端にそれぞれ
アノード側を接続する整流用ダイオード、１４は整流用
ダイオード１２、１３のカソード側にその一端が接続す
るチョークコイル、１５、１６はそれぞれチョークコイ
ル１４の他端とトランス１０の中点との間に接続するフ
ィルタ用コンデンサ及び負荷抵抗であり、１４、１５は
出力フィルタを構成する。Ｖoutは負荷抵抗の両端に加
わる出力電圧である。又、１７、１８は負荷抵抗１６の
両端の電圧を検出する出力電圧検出抵抗、１９は出力基
準電圧値、２０は出力電圧検出抵抗１７、１８による分
圧出力電圧と出力基準電圧値２０との差をとり増幅する
オペアンプ、２１は負荷抵抗１６の両端の電圧で駆動さ
れるベース駆動回路、２２はベース駆動回路２１の出力
の電流増幅を行い可変インダクタ９の制御巻線を駆動す
る電流制御用のトランジスタであり、１７〜２２で出力
電圧制御回路を構成している。なお、上記構成図におい
ては、スイッチング素子として、MOSFETをあげたが、こ
れに限るものではない。
又、第２図は第１図に用いられる可変インダクタ９の原
理図である。
理図である。
第２図において、材質形状の等しい２個のコア２３、２
４に巻線を施し、インダクタ側を共振回路に、制御側を
制御回路に接続する。即ち、インダクタ用巻線２５には
共振電流ＩＬが流れ、制御巻線２６には制御電流Ｉctが
流れる。
４に巻線を施し、インダクタ側を共振回路に、制御側を
制御回路に接続する。即ち、インダクタ用巻線２５には
共振電流ＩＬが流れ、制御巻線２６には制御電流Ｉctが
流れる。
次に、この可変インダクタの動作原理を説明する。な
お、第３図は磁化（Ｂ−Ｈ）曲線上の磁束の動きを示す
図であり、第４図は可変インダクタの特性図である。
お、第３図は磁化（Ｂ−Ｈ）曲線上の磁束の動きを示す
図であり、第４図は可変インダクタの特性図である。
第２図において、直流の制御電流Ｉct１が流れている状
態で、共振電流ＩＬが流れ、インダクタ側のアンペアタ
ーンよりも制御側のアンペアターンが大きい場合、コア
２３の磁化特性は第３図の第１象限の様に、初期磁化曲
線上の制御電流Ｉct１で定まる動作点を中心に、共振電
流ＩＬによって、マイナーループが描かれる車になる。
なお、マイナーループの傾きを増分透磁率という。この
制御電流Ｉct１が変化すれば、共振電流ＩＬによるマイ
ナーループは、初期磁化曲線上を移動するので、増分透
磁率が変化する。一方、コア２４については、制御電流
Ｉctの方向が逆であり、第３図の第３象限の様に、コア
２３とは対称な特性となる。この時の可変インダクタの
インダクタンスＬｒは次式で表わされる。
態で、共振電流ＩＬが流れ、インダクタ側のアンペアタ
ーンよりも制御側のアンペアターンが大きい場合、コア
２３の磁化特性は第３図の第１象限の様に、初期磁化曲
線上の制御電流Ｉct１で定まる動作点を中心に、共振電
流ＩＬによって、マイナーループが描かれる車になる。
なお、マイナーループの傾きを増分透磁率という。この
制御電流Ｉct１が変化すれば、共振電流ＩＬによるマイ
ナーループは、初期磁化曲線上を移動するので、増分透
磁率が変化する。一方、コア２４については、制御電流
Ｉctの方向が逆であり、第３図の第３象限の様に、コア
２３とは対称な特性となる。この時の可変インダクタの
インダクタンスＬｒは次式で表わされる。
Ｌｒ＝２μ０・μｄ・Ｎ２・Ａ／ｌ … ただし、μ0：真空の透磁率 μd：コアの増分透磁率 Ｎ：インダクタ側の巻数 Ａ：断面積 ｌ：磁路長 である。従って、制御電流Ｉctを変える事により、可変
インダクタのインダクタンスＬｒを変える事が出来、第
４図に示す様に、制御電流Ｉctが小さいとインダクタン
スＬｒは大きくなる。
インダクタのインダクタンスＬｒを変える事が出来、第
４図に示す様に、制御電流Ｉctが小さいとインダクタン
スＬｒは大きくなる。
第５図は第１図の動作を説明する為の動作波形図であ
る。なお、２次側の出力フィルタが十分に大きく、負荷
電流Ｉ０は常に一定と仮定する。
る。なお、２次側の出力フィルタが十分に大きく、負荷
電流Ｉ０は常に一定と仮定する。
第５図において、 （Ｔ０≦ｔ≦Ｔ１の期間） 時刻Ｔ０の直前では、２つのMOSFET３、４は共にオフ
で、２次側では整流ダイオード１２、１３を通って、負
荷電流Ｉ０が還流している。時刻Ｔ０でMOSFET３がオン
すると整流ダイオード１３がオフするまで、ドレイン・
ソース電流Ｉds１はトランス１０の１次巻線、及び可変
インダクタ９を通ってリニアに増加する。
で、２次側では整流ダイオード１２、１３を通って、負
荷電流Ｉ０が還流している。時刻Ｔ０でMOSFET３がオン
すると整流ダイオード１３がオフするまで、ドレイン・
ソース電流Ｉds１はトランス１０の１次巻線、及び可変
インダクタ９を通ってリニアに増加する。
（Ｔ１≦ｔ≦Ｔ２の期間） 時刻Ｔ１で整流ダイオード１３がオフすると、共振用コ
ンデンサ１１及び可変インダクタ９による共振が開始さ
れる。可変インダクタ９の共振電流ＩＬと共振用コンデ
ンサ１１の両端電圧Ｖｃは次式で表わされる。
ンデンサ１１及び可変インダクタ９による共振が開始さ
れる。可変インダクタ９の共振電流ＩＬと共振用コンデ
ンサ１１の両端電圧Ｖｃは次式で表わされる。
ＩＬ（ｔ）＝Ｉ０／Ｎ＋（Ｖin／２／Ｚｎ） ・sinω（ｔ−Ｔ１） ＝Ｉds１＋Ｉd1 … Ｖｃ（ｔ）＝Ｖin／２−（Ｖin／２） ・cosω（ｔ−Ｔ１） … ただし、Ｎ：トランス１０の巻数比 Ｉd1：寄生ダイオード（７）電流 である。
（Ｔ２≦ｔ≦Ｔ３の期間） 共振電流ＩＬが負となり、MOSFET３の寄生ダイオード７
を通って入力側へ電力を回生する方向に電流が流れる。
この間にMOSFET３をオフすれば（時刻Ｔa）、MOSFET３
に電流が流れていない時にターンオフ出来る（零電流ス
イッチング）為、スイッチングロスが生じない事にな
る。
を通って入力側へ電力を回生する方向に電流が流れる。
この間にMOSFET３をオフすれば（時刻Ｔa）、MOSFET３
に電流が流れていない時にターンオフ出来る（零電流ス
イッチング）為、スイッチングロスが生じない事にな
る。
（Ｔ３≦ｔ≦Ｔ4の期間） 時刻Ｔ３において、共振電流ＩＬは流れなくなるので、
共振用コンデンサ１１は整流ダイオード１３がオンする
まで、リニアに放電を続け、共振用コンデンサ１１のＶ
ｃ波形図に示す様に、時刻Ｔ４で放電を終わる。
共振用コンデンサ１１は整流ダイオード１３がオンする
まで、リニアに放電を続け、共振用コンデンサ１１のＶ
ｃ波形図に示す様に、時刻Ｔ４で放電を終わる。
なお、Ｔ１≦ｔ≦Ｔ３の期間では、２次側では整流ダイ
オード１２だけがオンしている。
オード１２だけがオンしている。
この後、MOSFET４がターンオンする場合も、上記と同様
の動作をするが、可変インダクタ９を流れる共振電流Ｉ
Ｌの方向がMOSFET３とは逆になる。
の動作をするが、可変インダクタ９を流れる共振電流Ｉ
Ｌの方向がMOSFET３とは逆になる。
この様に、MOSFET３、４が交互にオンしながら、入力エ
ネルギを２次側へ送っていくものである。
ネルギを２次側へ送っていくものである。
次に、可変インダクタによる出力電圧制御について、第
１図及び第６図に示す入力電圧変動に対する共振波形の
比較図を用いて説明する。
１図及び第６図に示す入力電圧変動に対する共振波形の
比較図を用いて説明する。
第６図に示す様に、入力電圧Ｖin１で動作している時
（第６図（イ））に、入力電圧がＶin２に下った（第６
図（ロ））とすると、入出力電圧比とｆｓ／ｆｎの関係
は前記式より、 Ｖout／Ｖin＝ｆｓ／ｆｎ ただし、 であるから、出力電圧Ｖoutも低下する。出力電圧Ｖout
が低下すると、オペアンプ２０の負入力は出力基準電圧
値１９より小さくなり、オペアンプ２０の出力は正とな
る。ベース駆動回路２１と電流制御用トランジスタ２２
は、オペアンプ２０の出力が正の時、制御電流Ｉctが小
さくなる様に構成している為、可変インダクタ９のイン
ダクタンスＬｒは増加する。
（第６図（イ））に、入力電圧がＶin２に下った（第６
図（ロ））とすると、入出力電圧比とｆｓ／ｆｎの関係
は前記式より、 Ｖout／Ｖin＝ｆｓ／ｆｎ ただし、 であるから、出力電圧Ｖoutも低下する。出力電圧Ｖout
が低下すると、オペアンプ２０の負入力は出力基準電圧
値１９より小さくなり、オペアンプ２０の出力は正とな
る。ベース駆動回路２１と電流制御用トランジスタ２２
は、オペアンプ２０の出力が正の時、制御電流Ｉctが小
さくなる様に構成している為、可変インダクタ９のイン
ダクタンスＬｒは増加する。
入力電圧Ｖin１の時の可変インダクタ９のインダクタン
スをＬr1、入力電圧Ｖin２の時の可変インダクタ９のイ
ンダクタンスをＬr2とすると、特性インピーダンスＺｎ
と共振周波数ｆｎは、それぞれ次式で表わされる。
スをＬr1、入力電圧Ｖin２の時の可変インダクタ９のイ
ンダクタンスをＬr2とすると、特性インピーダンスＺｎ
と共振周波数ｆｎは、それぞれ次式で表わされる。
（入力電圧Ｖin１の時） ただし、Ｚn1＜Ｚn2、ｆn1＞ｆn2、Ｌr1＜Ｌr2 又、入力電圧変動前後の出力電圧は次式となる。
（変動前） Ｖout1＝（ｆｓ／ｆn1）Ｖin１ … （変動後） Ｖout2＝（ｆｓ／ｆn2）Ｖin２ …″ ただし、Ｖin１＞Ｖin２、ｆｓは一定 従って、入力電圧がＶin１からＶin２へ減少すると、可
変インダクタのインダクタンスはＬr2へ増加する為、共
振周波数はｆn2へ下っていき、出力電圧がＶout1＝Ｖou
t2となった時点で安定する。この様に、可変インダクタ
を制御する事により、入力変動に対して、出力電圧を一
定に保つ事が出来る。
変インダクタのインダクタンスはＬr2へ増加する為、共
振周波数はｆn2へ下っていき、出力電圧がＶout1＝Ｖou
t2となった時点で安定する。この様に、可変インダクタ
を制御する事により、入力変動に対して、出力電圧を一
定に保つ事が出来る。
又、実回路においては、負荷変動に対しても出力電圧が
変化するが、入力変動の影響よりは遥かに小さく、上記
の様に共振周波数を変えて、入出力電圧比を制御する事
により対応出来る。
変化するが、入力変動の影響よりは遥かに小さく、上記
の様に共振周波数を変えて、入出力電圧比を制御する事
により対応出来る。
なお、上記実施例においては、全波形電流共振型につい
て説明したが、電流が不連続なモードでの電流共振型コ
ンバータである半波形においても、出力電圧の制御はス
イッチング周波数と共振周波数の比を変える事により行
う為、本発明の方式を適用する事が出来る。
て説明したが、電流が不連続なモードでの電流共振型コ
ンバータである半波形においても、出力電圧の制御はス
イッチング周波数と共振周波数の比を変える事により行
う為、本発明の方式を適用する事が出来る。
＜発明の効果＞ 以上、実施例と共に具体的に説明した様に、本発明によ
れば、スイッチング周波数が一定のままで、出力電圧を
一定値に制御する事が出来る為、ノイズ対策が容易とな
り、又、スイッチング周波数を上げる事で、コンデン
サ、トランス、チョークコイル等の小形化が可能とな
り、更に、並列運転させる場合に生じるビートの発生を
無くす事の出来る電流共振型コンバータを実現する事が
出来る。
れば、スイッチング周波数が一定のままで、出力電圧を
一定値に制御する事が出来る為、ノイズ対策が容易とな
り、又、スイッチング周波数を上げる事で、コンデン
サ、トランス、チョークコイル等の小形化が可能とな
り、更に、並列運転させる場合に生じるビートの発生を
無くす事の出来る電流共振型コンバータを実現する事が
出来る。
第１図は本発明に係わる電流共振型コンバータの一実施
例を示す構成図、第２図は第１図に用いられる可変イン
ダクタの一例を示す構成図、第３図は磁化曲線上の磁束
の動きを示す図、第４図は可変インダクタの特性図、第
５図は第１図の動作を説明する為の動作波形図、第６図
は入力電圧変動に対する共振波形の比較図である。 ９…共振用の可変インダクタ、１１…共振用コンデン
サ、１７、１８…出力電圧検出抵抗、１９…出力基準電
圧値、２０…オペアンプ、２１…ベース駆動回路、２２
…トランジスタ、Ｖin…入力電圧、Ｖout…出力電圧。
例を示す構成図、第２図は第１図に用いられる可変イン
ダクタの一例を示す構成図、第３図は磁化曲線上の磁束
の動きを示す図、第４図は可変インダクタの特性図、第
５図は第１図の動作を説明する為の動作波形図、第６図
は入力電圧変動に対する共振波形の比較図である。 ９…共振用の可変インダクタ、１１…共振用コンデン
サ、１７、１８…出力電圧検出抵抗、１９…出力基準電
圧値、２０…オペアンプ、２１…ベース駆動回路、２２
…トランジスタ、Ｖin…入力電圧、Ｖout…出力電圧。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭57−182217（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−114367（ＪＰ，Ａ) 特公 昭62−36466（ＪＰ，Ｂ２) Ｊｏｖａｎｏｖｉ▲ｃ▼，Ｌｅｅ，Ｃｈ ｅｎ“Ａ ＺＥＲＯ−ＣＯＲＲＥＮＴ−Ｓ ＷＩＴＣＨＥＤ ＯＦＦ−ＬＩＮＥ ＱＵ ＡＳＩ−ＲＥＳＯＮＡＮＴ ＣＯＮＶＥＲ ＴＥＲ ＷＩＴＨ ＲＥＤＵＣＥＤ ＦＲ ＥＱＵＥＮＣＹ ＲＡＮＧＥ”ＨＦＰＣ・ ＭＡＹ 1988 ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳ Ｐ．15−24
Claims (1)
- 【請求項１】入力変動や負荷変動に応じて出力電圧を一
定値に制御する不連続モードの電流共振型コンバータに
おいて、 可変インダクタとこの可変インダクタに直列に接続され
たコンデンサから成るＬＣ共振回路と、出力電圧と基準
電圧の差から前記可変インダクタの制御電流を増減させ
る出力電圧制御回路とを設け、制御電流により前記可変
インダクタのインダクタンス値を変えて共振周波数を変
化させる事により、出力電圧を一定値に制御する様に構
成した事を特徴とする電流共振型コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15118889A JPH067744B2 (ja) | 1989-06-14 | 1989-06-14 | 電流共振型コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15118889A JPH067744B2 (ja) | 1989-06-14 | 1989-06-14 | 電流共振型コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0318274A JPH0318274A (ja) | 1991-01-25 |
| JPH067744B2 true JPH067744B2 (ja) | 1994-01-26 |
Family
ID=15513203
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15118889A Expired - Lifetime JPH067744B2 (ja) | 1989-06-14 | 1989-06-14 | 電流共振型コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH067744B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4713725B2 (ja) * | 2000-11-08 | 2011-06-29 | 株式会社ケーブイケー | 水栓装置 |
| JP4868276B2 (ja) * | 2005-10-07 | 2012-02-01 | 日立金属株式会社 | 酸化物磁性材料及び積層型インダクタ |
| JP7775031B2 (ja) * | 2021-11-09 | 2025-11-25 | 新電元工業株式会社 | 電源装置 |
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| JP6236466B2 (ja) | 2012-12-27 | 2017-11-22 | ポスコＰｏｓｃｏ | 鉄損に優れた方向性電磁鋼板及びその製造方法 |
-
1989
- 1989-06-14 JP JP15118889A patent/JPH067744B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6236466B2 (ja) | 2012-12-27 | 2017-11-22 | ポスコＰｏｓｃｏ | 鉄損に優れた方向性電磁鋼板及びその製造方法 |
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| Title |
|---|
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0318274A (ja) | 1991-01-25 |
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