JPH031856B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH031856B2 JPH031856B2 JP56129855A JP12985581A JPH031856B2 JP H031856 B2 JPH031856 B2 JP H031856B2 JP 56129855 A JP56129855 A JP 56129855A JP 12985581 A JP12985581 A JP 12985581A JP H031856 B2 JPH031856 B2 JP H031856B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- pulse train
- subcarrier
- transmission paths
- stereo
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 21
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 17
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 7
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 6
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 101100234408 Danio rerio kif7 gene Proteins 0.000 description 1
- 101100221620 Drosophila melanogaster cos gene Proteins 0.000 description 1
- 101100381996 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) BRO1 gene Proteins 0.000 description 1
- 101100398237 Xenopus tropicalis kif11 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000007792 addition Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2227—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using switches for the decoding
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/04—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by counting or integrating cycles of oscillations
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はFMステレオ復調回路に関し、特にサ
ブ信号の復調に際しサブキヤリヤ信号とコンポジ
ツト信号との乗算をなすようにしたFMステレオ
復調回路に関するものである。
ブ信号の復調に際しサブキヤリヤ信号とコンポジ
ツト信号との乗算をなすようにしたFMステレオ
復調回路に関するものである。
FMステレオ信号の復調に際して38KHzの矩形
状サブキヤリヤ信号によりコンポジツト信号をス
イツチングして左右チヤンネル信号を分離するよ
うにした回路方式がある。第１図はかかる復調方
式のブロツク図であり、FM−IF（中間周波）信
号はFM検波器１によりコンポジツト信号に変換
され、不要成分を除去するLPF（ローパスフイル
タ）２を介してスイツチング回路３に印加され
る。LPF２の出力に含有される19KHzのパイロツ
ト信号をPLL（フエイズロツクドループ）回路４
において抽出し、このパイロツト信号に位相同期
した38KHzの矩形波サブキヤリヤ信号が、先のス
イツチング回路３のスイツチング信号として用い
られている。このスイツチング出力からオーデイ
オ成分である左右チヤンネル信号が夫々分離導出
されるもので、そのためにLPF５及び６が設け
られている。
状サブキヤリヤ信号によりコンポジツト信号をス
イツチングして左右チヤンネル信号を分離するよ
うにした回路方式がある。第１図はかかる復調方
式のブロツク図であり、FM−IF（中間周波）信
号はFM検波器１によりコンポジツト信号に変換
され、不要成分を除去するLPF（ローパスフイル
タ）２を介してスイツチング回路３に印加され
る。LPF２の出力に含有される19KHzのパイロツ
ト信号をPLL（フエイズロツクドループ）回路４
において抽出し、このパイロツト信号に位相同期
した38KHzの矩形波サブキヤリヤ信号が、先のス
イツチング回路３のスイツチング信号として用い
られている。このスイツチング出力からオーデイ
オ成分である左右チヤンネル信号が夫々分離導出
されるもので、そのためにLPF５及び６が設け
られている。
ここで、スイツチング信号である38KHzのサブ
キヤリヤ信号は第２図Ａに示す如き矩形波である
ために、これをフーリエ級数に展開すると、 Ｆ（ｔ）＝４／πsinωSt＋４／3πsin3ωSt ＋４／5πsin5ωSt＋ ……(1) と表わされる。ここにωSはサブキヤリヤ信号の
角周波数である。このように、Ｆ（ｔ）の周波数
スペクトラムは第２図Ｂに示す如く38KHzの基本
波の他に、114KHz，190KHz，…等の奇数次高調
波を含んでいることになる。
キヤリヤ信号は第２図Ａに示す如き矩形波である
ために、これをフーリエ級数に展開すると、 Ｆ（ｔ）＝４／πsinωSt＋４／3πsin3ωSt ＋４／5πsin5ωSt＋ ……(1) と表わされる。ここにωSはサブキヤリヤ信号の
角周波数である。このように、Ｆ（ｔ）の周波数
スペクトラムは第２図Ｂに示す如く38KHzの基本
波の他に、114KHz，190KHz，…等の奇数次高調
波を含んでいることになる。
かかる周波数スペクトラムを有するスイツチン
グ信号Ｆ（ｔ）によりFM検波出力をスイツチン
グすれば、両信号の乗算がなされることになる
が、出力部のLPF５及び６の通過帯域を０〜15K
Hzとすれば、この乗算によりステレオ出力に現わ
れる検波器出力は第２図Ｃの如くなる。つまり、
メイン信号（０〜15KHz）とサブ信号（38±15K
Hz）の他に、114±15KHz，190±15KHz，…にあ
る信号（雑音や近接妨害波数）も復調されて出力
される。
グ信号Ｆ（ｔ）によりFM検波出力をスイツチン
グすれば、両信号の乗算がなされることになる
が、出力部のLPF５及び６の通過帯域を０〜15K
Hzとすれば、この乗算によりステレオ出力に現わ
れる検波器出力は第２図Ｃの如くなる。つまり、
メイン信号（０〜15KHz）とサブ信号（38±15K
Hz）の他に、114±15KHz，190±15KHz，…にあ
る信号（雑音や近接妨害波数）も復調されて出力
される。
かかる欠点を防ぐために、FM検波器１の出力
に、第２図Ｄに示すように114KHz，190KHz，…
付近で減衰量の大きいLPFを付加する必要が生
じる。しかし、114KHzはコンポジツト信号成分
に接近しているために、このLPFにより第２図
Ｅに示す如くコンポジツト信号の遅延特性が平担
でなくなつたり、振幅特性が平担でなくなつたり
し、ステレオ復調出力の歪やセパレーシヨン特性
が悪化することになる。
に、第２図Ｄに示すように114KHz，190KHz，…
付近で減衰量の大きいLPFを付加する必要が生
じる。しかし、114KHzはコンポジツト信号成分
に接近しているために、このLPFにより第２図
Ｅに示す如くコンポジツト信号の遅延特性が平担
でなくなつたり、振幅特性が平担でなくなつたり
し、ステレオ復調出力の歪やセパレーシヨン特性
が悪化することになる。
本発明の目的は上記欠点を排除して特性の良好
なステレオ復調回路を提供することである。
なステレオ復調回路を提供することである。
本発明によるFMステレオ復調回路は、FM信
号のコンポジツト信号周波数スペクトラム成分を
有するパルス列信号を発生するパルス列信号発生
手段と、ステレオコンポジツト信号中のステレオ
パイロツト信号と同期した正弦波サブキヤリヤ信
号を発生する手段と、インピーダンス素子の直列
接続構成による第１乃至第４の信号伝送路と、前
記信号伝送路中の前記インピーダンス素子の接続
点と所定基準電位点との間に設けられた第１乃至
第４のスイツチング素子とを有し、パルス列信号
の逆相信号を第１及び第４のスイツチング素子の
制御信号とし、パルス列信号の正相信号を第２及
び第３のスイツチング素子の制御信号とし、サブ
キヤリヤ信号の正相信号を第１及び第２の信号伝
送路へ入力し、サブキヤリヤ信号の逆相信号を第
３及び第４の信号伝送路へ入力し、第１及び第３
の信号伝送路の出力とパルス列信号とを加算する
と共に、第２及び第４の信号伝送路の出力とコン
ポジツト信号とのオーデイオ成分を加算してこれ
ら各加算出力を左右チヤンネル信号とするように
したことを特徴としている。
号のコンポジツト信号周波数スペクトラム成分を
有するパルス列信号を発生するパルス列信号発生
手段と、ステレオコンポジツト信号中のステレオ
パイロツト信号と同期した正弦波サブキヤリヤ信
号を発生する手段と、インピーダンス素子の直列
接続構成による第１乃至第４の信号伝送路と、前
記信号伝送路中の前記インピーダンス素子の接続
点と所定基準電位点との間に設けられた第１乃至
第４のスイツチング素子とを有し、パルス列信号
の逆相信号を第１及び第４のスイツチング素子の
制御信号とし、パルス列信号の正相信号を第２及
び第３のスイツチング素子の制御信号とし、サブ
キヤリヤ信号の正相信号を第１及び第２の信号伝
送路へ入力し、サブキヤリヤ信号の逆相信号を第
３及び第４の信号伝送路へ入力し、第１及び第３
の信号伝送路の出力とパルス列信号とを加算する
と共に、第２及び第４の信号伝送路の出力とコン
ポジツト信号とのオーデイオ成分を加算してこれ
ら各加算出力を左右チヤンネル信号とするように
したことを特徴としている。
以下、図面により本発明を説明する。
第３図は本発明の実施例の回路図であり、コン
ポジツト信号周波数スペクトラムを有するパルス
列信号の発生手段としてパルスカウント検波器１
０が用いられており、この検波器１０は周知の如
くFM−IF信号のリミツタ出力の立上り遷移タイ
ミングで単安定マルチバイブレータをトリガする
構成であり、よつてFM受信信号の各瞬時周波数
に応じて位置変調をうけた一定巾のパルス列信号
すなわちPPM信号である。一般には、このPPM
信号がステレオコンポジツト信号の周波数スペク
トラムを含有していることによりこのPPM信号
をLPFを介すことによりFM検波出力とされる
が、本発明においては、このPPM信号を直接ス
テレオ復調用のスイツチング信号として用いるも
のである。
ポジツト信号周波数スペクトラムを有するパルス
列信号の発生手段としてパルスカウント検波器１
０が用いられており、この検波器１０は周知の如
くFM−IF信号のリミツタ出力の立上り遷移タイ
ミングで単安定マルチバイブレータをトリガする
構成であり、よつてFM受信信号の各瞬時周波数
に応じて位置変調をうけた一定巾のパルス列信号
すなわちPPM信号である。一般には、このPPM
信号がステレオコンポジツト信号の周波数スペク
トラムを含有していることによりこのPPM信号
をLPFを介すことによりFM検波出力とされる
が、本発明においては、このPPM信号を直接ス
テレオ復調用のスイツチング信号として用いるも
のである。
一方、この検波出力に含まれる19KHzのステレ
オパイロツト信号を抽出してこれに同期した38K
Hzの正弦波サブキヤリヤ信号を得べく、例えば
PLL回路構成のサブキヤリヤ信号発生器１１が
設けられている。この正弦波サブキヤリヤ信号を
先のPPM信号によりスイツチングすることによ
り両信号の乗算出力を得て、左右チヤンネル信号
を夫々分離導出するようになされている。
オパイロツト信号を抽出してこれに同期した38K
Hzの正弦波サブキヤリヤ信号を得べく、例えば
PLL回路構成のサブキヤリヤ信号発生器１１が
設けられている。この正弦波サブキヤリヤ信号を
先のPPM信号によりスイツチングすることによ
り両信号の乗算出力を得て、左右チヤンネル信号
を夫々分離導出するようになされている。
そのために、抵抗素子R1a，R1b及びR2a，R2b
の直列接続構成よりなる第１及び第２の信号伝送
路が設けられ、正相サブキヤリヤ信号が夫々入力
されている。また抵抗素子R3a，R3b及びR4a，
R4bの直列接続構成よりなる第３及び第４の信号
伝送路が設けられ、逆相サブキヤリヤ信号が夫々
入力されている。第１乃至第４の信号伝送路の各
中点すなわち抵抗素子の各直列接続点とアースで
ある基準電位点との間にはそれぞれ第１乃至第４
のアナログスイツチング素子SW1〜SW4が設けら
れている。第１及び第４のスイツチング素子
SW1，SW4は逆相のPPM信号によりオンオフ制
御され、第２及び第３のスイツチング素子SW2，
SW3は正相のPPM信号によりオンオフ制御され
る。なお、上記抵抗素子R1a〜R4bは、正逆サブ
キヤリヤ信号レベルを調整するための分圧回路と
して作用しており、交流に対する抵抗としてのイ
ンピーダンス素子であれば良いことは言うまでも
ない。
の直列接続構成よりなる第１及び第２の信号伝送
路が設けられ、正相サブキヤリヤ信号が夫々入力
されている。また抵抗素子R3a，R3b及びR4a，
R4bの直列接続構成よりなる第３及び第４の信号
伝送路が設けられ、逆相サブキヤリヤ信号が夫々
入力されている。第１乃至第４の信号伝送路の各
中点すなわち抵抗素子の各直列接続点とアースで
ある基準電位点との間にはそれぞれ第１乃至第４
のアナログスイツチング素子SW1〜SW4が設けら
れている。第１及び第４のスイツチング素子
SW1，SW4は逆相のPPM信号によりオンオフ制
御され、第２及び第３のスイツチング素子SW2，
SW3は正相のPPM信号によりオンオフ制御され
る。なお、上記抵抗素子R1a〜R4bは、正逆サブ
キヤリヤ信号レベルを調整するための分圧回路と
して作用しており、交流に対する抵抗としてのイ
ンピーダンス素子であれば良いことは言うまでも
ない。
第１及び第３の信号伝送路の出力が共通とされ
ており、更にPPM出力が抵抗R5を介して共通に
印加されることによりこれら信号出力が加算され
てアンプ１２に入力される。尚、抵抗R7とコン
デンサC1との並列回路がアンプ１２の負帰還回
路となつており、、このアンプの出力から左チヤ
ンネル信号が得られる。また、第２及び第４の信
号伝送路の出力が共通とされており更にPPM出
力が抵抗R6を介して共通に印加されることによ
りこれら信号出力が加算されたアンプ１３に入力
される。抵抗R8とコンデンサC2との並列回路が
アンプ１３の負帰還回路となつており、このアン
プ出力が右チヤンネル信号となる。
ており、更にPPM出力が抵抗R5を介して共通に
印加されることによりこれら信号出力が加算され
てアンプ１２に入力される。尚、抵抗R7とコン
デンサC1との並列回路がアンプ１２の負帰還回
路となつており、、このアンプの出力から左チヤ
ンネル信号が得られる。また、第２及び第４の信
号伝送路の出力が共通とされており更にPPM出
力が抵抗R6を介して共通に印加されることによ
りこれら信号出力が加算されたアンプ１３に入力
される。抵抗R8とコンデンサC2との並列回路が
アンプ１３の負帰還回路となつており、このアン
プ出力が右チヤンネル信号となる。
第４図は第３図の各部動作波形図であり、Ａは
パルスカウント検波によるPPM信号、Ｂ及びＣ
はＡに示す信号をスイツチング素子制御用の矩形
パルスに変換した正逆相信号、Ｄはステレオパイ
ロツト信号、Ｅ及びＦはサブキヤリヤ信号の正逆
相信号、Ｇは第３のスイツチング素子SW3による
スイツチング波形、Ｈは第１のスイツチング素子
SW1によりスイツチング波形、Ｉは第２のスイツ
チング素子SW2によるスイツチング波形、Ｊは第
４のスイツチング素子SW4によりスイツチング波
形を夫々示している。
パルスカウント検波によるPPM信号、Ｂ及びＣ
はＡに示す信号をスイツチング素子制御用の矩形
パルスに変換した正逆相信号、Ｄはステレオパイ
ロツト信号、Ｅ及びＦはサブキヤリヤ信号の正逆
相信号、Ｇは第３のスイツチング素子SW3による
スイツチング波形、Ｈは第１のスイツチング素子
SW1によりスイツチング波形、Ｉは第２のスイツ
チング素子SW2によるスイツチング波形、Ｊは第
４のスイツチング素子SW4によりスイツチング波
形を夫々示している。
ここで、FMステレオコンポジツト信号を、
Ｃ（ｔ）＝Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）sinωSｔ ……(1)
とする。Ｍ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）でメイン信号
であり、Ｓ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）−Ｒ（ｔ）でサブ信号で
あり、sinωSｔはサブキヤリヤを示す。尚、パイ
ロツト信号は省略している。検波器１０による検
波出力はコンポジツト信号成分を有しており、こ
の矩形波のキヤリヤ周波数すなわちFM−IF周波
数は、コンポジツト信号周波数に比し極めて大で
あるものとする。第４図Ａに示すように、PPM
信号の振巾をV1とすると、PPM信号Ａは、 VM（ｔ）＝V1・Ｋ・Ｃ（ｔ）＋V1・ｆ（ｔ）
……(2) となる。ＫはFM検波効率により定まる定数、ｆ
（ｔ）はパルスのキヤリヤ周波数付近及びそれ以
上の周波数に存在する信号である。
であり、Ｓ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）−Ｒ（ｔ）でサブ信号で
あり、sinωSｔはサブキヤリヤを示す。尚、パイ
ロツト信号は省略している。検波器１０による検
波出力はコンポジツト信号成分を有しており、こ
の矩形波のキヤリヤ周波数すなわちFM−IF周波
数は、コンポジツト信号周波数に比し極めて大で
あるものとする。第４図Ａに示すように、PPM
信号の振巾をV1とすると、PPM信号Ａは、 VM（ｔ）＝V1・Ｋ・Ｃ（ｔ）＋V1・ｆ（ｔ）
……(2) となる。ＫはFM検波効率により定まる定数、ｆ
（ｔ）はパルスのキヤリヤ周波数付近及びそれ以
上の周波数に存在する信号である。
第４図Ｂ，ＣはＡの信号を１，０の正逆相スイ
ツチング信号としたものであり、 Vs1＝１／２（１＋Ｋ・Ｃ（ｔ）＋ｆ（ｔ））
……(3) Vs2＝１／２（１−Ｋ・Ｃ（ｔ）−ｆ（ｔ））
……(4) と表わされる。第４図Ｅ，Ｆに示すサブキヤリヤ
信号を、 S1（ｔ）＝V2sinωSｔ ……(5) S2（ｔ）＝−V2sinωSｔ ……(6) とし、第３図の回路において、R5＝R6＝Ra，
R1a＝R2a＝R3a＝R4a＝Rb，R1b＝R2b＝R3b＝
R4b＝Rc，R7＝R8＝Rd，C1＝C2＝C0とする。
ツチング信号としたものであり、 Vs1＝１／２（１＋Ｋ・Ｃ（ｔ）＋ｆ（ｔ））
……(3) Vs2＝１／２（１−Ｋ・Ｃ（ｔ）−ｆ（ｔ））
……(4) と表わされる。第４図Ｅ，Ｆに示すサブキヤリヤ
信号を、 S1（ｔ）＝V2sinωSｔ ……(5) S2（ｔ）＝−V2sinωSｔ ……(6) とし、第３図の回路において、R5＝R6＝Ra，
R1a＝R2a＝R3a＝R4a＝Rb，R1b＝R2b＝R3b＝
R4b＝Rc，R7＝R8＝Rd，C1＝C2＝C0とする。
第１の信号伝送路においては、正相サブキヤリ
ヤを逆相PPM信号でスイツチングしているため
に、スイツチング波形は第４図Ｈの如くなり、こ
の信号伝送路の出力電流i1（ｔ）は、(4)，(5)式よ
り、 i1（ｔ）＝Vs2（ｔ）・S1（ｔ）／（Rb＋Rc）＝V
2／２（Rb＋Rc）｛１／２Ｋ・Ｓ（ｔ）＋Ｋ・Ｍ（ｔ）s
inωSｔ −１／２Ｋ・Ｓ（ｔ）cos2ωSｔ＋ｆ（ｔ）s
inωSｔ−sinωSｔ｝……(7) となる。(7)式の第１項はコンポジツト信号とサブ
キヤリヤ信号との乗算により23〜53KHzにあつた
サブ信号Ｓ（ｔ）が０〜15KHzのオーデイオ周波
数成分域に帯域変換されたもので、これがステレ
オ復調用サブ信号となる。第２，３項も上記乗算
により生じたものであり、第４項はコンポジツト
信号よりもはるかに高域にある信号ｆ（ｔ）とサ
ブキヤリヤとの乗算であり、極めて高い周波数で
ある。第５項はサブキヤリヤがそのまま現われて
いることを示している。
ヤを逆相PPM信号でスイツチングしているため
に、スイツチング波形は第４図Ｈの如くなり、こ
の信号伝送路の出力電流i1（ｔ）は、(4)，(5)式よ
り、 i1（ｔ）＝Vs2（ｔ）・S1（ｔ）／（Rb＋Rc）＝V
2／２（Rb＋Rc）｛１／２Ｋ・Ｓ（ｔ）＋Ｋ・Ｍ（ｔ）s
inωSｔ −１／２Ｋ・Ｓ（ｔ）cos2ωSｔ＋ｆ（ｔ）s
inωSｔ−sinωSｔ｝……(7) となる。(7)式の第１項はコンポジツト信号とサブ
キヤリヤ信号との乗算により23〜53KHzにあつた
サブ信号Ｓ（ｔ）が０〜15KHzのオーデイオ周波
数成分域に帯域変換されたもので、これがステレ
オ復調用サブ信号となる。第２，３項も上記乗算
により生じたものであり、第４項はコンポジツト
信号よりもはるかに高域にある信号ｆ（ｔ）とサ
ブキヤリヤとの乗算であり、極めて高い周波数で
ある。第５項はサブキヤリヤがそのまま現われて
いることを示している。
同様にして、第２〜第４の信号伝送路の出力電
流i2（ｔ），i3（ｔ），i4（ｔ）は、 i2（ｔ）＝V2／２（Rb＋Rc）｛１／２Ｋ・Ｓ（ｔ）＋
Ｋ・Ｍ（ｔ）sinωSｔ−１／２Ｋ・Ｓ（ｔ）cos2ωSｔ
＋ｆ（ｔ）
sinωSｔ＋sinωSｔ｝ ……(8) i3（ｔ）＝V2／２（Rb＋Rc）｛−１／
２Ｋ・Ｓ（ｔ）−Ｋ・Ｍ（ｔ）sinωSｔ ＋１／２Ｋ・Ｓ（ｔ）cos2ωSｔ−
ｆ（ｔ）sinωSｔ＋sinωSｔ｝……(9) i4（ｔ）＝V2／２（Rb＋Rc）｛−１／２
Ｋ・Ｓ（ｔ）−Ｋ・Ｍ（ｔ）sinωSｔ ＋１／２Ｋ・Ｓ（ｔ）cos2ωSｔ−
ｆ（ｔ）sinωSｔ−sinωSｔ｝……(10) となる。ここで、抵抗R5，R6に流れる電流をi5
（ｔ），i6（ｔ）とすると、 i5（ｔ）＝i6（ｔ）＝１／RaVM（ｔ）＝V1／
Ra｛Ｋ・Ｍ（ｔ）＋Ｋ・Ｓ（ｔ）sinωSｔ＋ｆ（ｔ）｝
……(11) と表わされる。
流i2（ｔ），i3（ｔ），i4（ｔ）は、 i2（ｔ）＝V2／２（Rb＋Rc）｛１／２Ｋ・Ｓ（ｔ）＋
Ｋ・Ｍ（ｔ）sinωSｔ−１／２Ｋ・Ｓ（ｔ）cos2ωSｔ
＋ｆ（ｔ）
sinωSｔ＋sinωSｔ｝ ……(8) i3（ｔ）＝V2／２（Rb＋Rc）｛−１／
２Ｋ・Ｓ（ｔ）−Ｋ・Ｍ（ｔ）sinωSｔ ＋１／２Ｋ・Ｓ（ｔ）cos2ωSｔ−
ｆ（ｔ）sinωSｔ＋sinωSｔ｝……(9) i4（ｔ）＝V2／２（Rb＋Rc）｛−１／２
Ｋ・Ｓ（ｔ）−Ｋ・Ｍ（ｔ）sinωSｔ ＋１／２Ｋ・Ｓ（ｔ）cos2ωSｔ−
ｆ（ｔ）sinωSｔ−sinωSｔ｝……(10) となる。ここで、抵抗R5，R6に流れる電流をi5
（ｔ），i6（ｔ）とすると、 i5（ｔ）＝i6（ｔ）＝１／RaVM（ｔ）＝V1／
Ra｛Ｋ・Ｍ（ｔ）＋Ｋ・Ｓ（ｔ）sinωSｔ＋ｆ（ｔ）｝
……(11) と表わされる。
従つて、アンプ12への入力電流i7（ｔ）は、
i7（ｔ）＝i1（ｔ）＋i3（ｔ）＋i5（ｔ）＝
Ｋ｛V1／RaＭ（ｔ）＋V2／２（Rb＋Rc）Ｓ（ｔ）｝ ＋Ｋ｛V1／RaＳ（ｔ）＋V2／Rb＋RcＭ（
ｔ）｝sinωSｔ −V2／２（Rb＋Rc）Ｋ・Ｓ（ｔ）cos2
ωSｔ＋V1／Raｆ（ｔ）＋V2／Rb＋Rcｆ（ｔ）sinωSｔ
……(12) となり、アンプ13への入力電流i8（ｔ）は、 i8（ｔ）＝i2（ｔ）＋i4（ｔ）＋i6（ｔ）＝
Ｋ｛V1／RaＭ（ｔ）−V2／２（Rb＋Rc）Ｓ（ｔ）｝ ＋Ｋ｛V1／RaＭ（ｔ）−V2／Rb＋
RcＭ（ｔ）｝sinωSｔ ＋V2／２（Rb＋Rc）Ｋ・Ｓ（ｔ）
cos2ωSｔ＋V1／Raｆ（ｔ） −V2／Rb＋Rcｆ（ｔ）sinωSｔ
……（13） となる。
Ｋ｛V1／RaＭ（ｔ）＋V2／２（Rb＋Rc）Ｓ（ｔ）｝ ＋Ｋ｛V1／RaＳ（ｔ）＋V2／Rb＋RcＭ（
ｔ）｝sinωSｔ −V2／２（Rb＋Rc）Ｋ・Ｓ（ｔ）cos2
ωSｔ＋V1／Raｆ（ｔ）＋V2／Rb＋Rcｆ（ｔ）sinωSｔ
……(12) となり、アンプ13への入力電流i8（ｔ）は、 i8（ｔ）＝i2（ｔ）＋i4（ｔ）＋i6（ｔ）＝
Ｋ｛V1／RaＭ（ｔ）−V2／２（Rb＋Rc）Ｓ（ｔ）｝ ＋Ｋ｛V1／RaＭ（ｔ）−V2／Rb＋
RcＭ（ｔ）｝sinωSｔ ＋V2／２（Rb＋Rc）Ｋ・Ｓ（ｔ）
cos2ωSｔ＋V1／Raｆ（ｔ） −V2／Rb＋Rcｆ（ｔ）sinωSｔ
……（13） となる。
ここで、V1／Ra＝V2／Rb＋Rcとして、i7（ｔ），i8
（ｔ）の０〜15KHzのオーデイオ周波数成分のみ
考えれば、 i7（ｔ）＝Ｋ・V1／Ra｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）｝＝ Ｋ・V1／Ra・Ｌ（ｔ） ……（14） i8（ｔ）＝Ｋ・V1／Ra・Ｒ（ｔ） ……（15） となつて、左右チヤンネル信号が分離される。そ
して、アンプ１２，１３による各出力は、 VL（ｔ）＝−１＋SC0Rd／SC0・Ｋ・V1／RaＬ（ｔ） ……（16） VR（ｔ）＝−１＋SC0Rd／SC0・Ｋ・V1／RaＲ（ｔ） ……（17） となつて、C0Rdの時定数でデイエンフアシスが
かけられることになる。
考えれば、 i7（ｔ）＝Ｋ・V1／Ra｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）｝＝ Ｋ・V1／Ra・Ｌ（ｔ） ……（14） i8（ｔ）＝Ｋ・V1／Ra・Ｒ（ｔ） ……（15） となつて、左右チヤンネル信号が分離される。そ
して、アンプ１２，１３による各出力は、 VL（ｔ）＝−１＋SC0Rd／SC0・Ｋ・V1／RaＬ（ｔ） ……（16） VR（ｔ）＝−１＋SC0Rd／SC0・Ｋ・V1／RaＲ（ｔ） ……（17） となつて、C0Rdの時定数でデイエンフアシスが
かけられることになる。
このように、本発明によれば正弦波サブキヤリ
ヤを乗算信号として用いるために、不要な高調波
を含まず、よつて乗算により復調されるビート妨
害が存在せず、そのためにFM検波出力をLPFを
通す必要がないので歪の発生がない。また、メイ
ン信号成分Ｍ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）はスイツチ
ング回路を通らずに抵抗のみを介して出力アンプ
へ入力されるためにスイツチングによる影響を受
けない。更に、スイツチング素子SW1，SW2及び
SW3，SW4が互いに逆相にてオンオフ制御される
から、正逆相サブキヤリヤ信号の入力端から見た
インピーダンスは常に一定であるから駆動がやり
易くなり、また不用なサブキヤリヤ信号が打消さ
れるから好都合である。
ヤを乗算信号として用いるために、不要な高調波
を含まず、よつて乗算により復調されるビート妨
害が存在せず、そのためにFM検波出力をLPFを
通す必要がないので歪の発生がない。また、メイ
ン信号成分Ｍ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）はスイツチ
ング回路を通らずに抵抗のみを介して出力アンプ
へ入力されるためにスイツチングによる影響を受
けない。更に、スイツチング素子SW1，SW2及び
SW3，SW4が互いに逆相にてオンオフ制御される
から、正逆相サブキヤリヤ信号の入力端から見た
インピーダンスは常に一定であるから駆動がやり
易くなり、また不用なサブキヤリヤ信号が打消さ
れるから好都合である。
第１図は従来のステレオ復調回路のブロツク
図、第２図は第１図の回路の特性を説明する図、
第３図は本発明の実施例の回路図、第４図は第３
図の回路の各部波形図である。 主要部分の符号の説明、１０……パルスカウン
ト検波器、１１……サブキヤリヤ信号発生器、
SW1〜SW4……スイツチング素子。
図、第２図は第１図の回路の特性を説明する図、
第３図は本発明の実施例の回路図、第４図は第３
図の回路の各部波形図である。 主要部分の符号の説明、１０……パルスカウン
ト検波器、１１……サブキヤリヤ信号発生器、
SW1〜SW4……スイツチング素子。
Claims (1)
- １ FM検波信号であるステレオコンポジツト信
号の周波数スペクトラム成分を有するパルス列信
号を発生するパルス列信号発生手段と、前記ステ
レオコンポジツト信号中のステレオパイロツト信
号と同期した正弦波サブキヤリヤ信号を発生する
手段と、インピーダンス素子の直列接続構成によ
る第１乃至第４の信号伝送路と、前記第１乃至第
４の信号伝送路中の前記インピーダンス素子の接
続点と所定基準電位点との間に夫々設けられた第
１乃至第４のスイツチング素子とを有し、前記パ
ルス列信号の逆相信号を前記第１及び第４のスイ
ツチング素子の制御信号とし、前記パルス列信号
の正相信号を前記第２及び第３のスイツチング素
子の制御信号とし、前記サブキヤリヤ信号の正相
信号を前記第１及び第２の信号伝送路へ入力し、
前記サブキヤリヤ信号の逆相信号を前記第３及び
第４の信号伝送路へ入力し、前記第１及び第３の
信号伝送路の出力と前記パルス列信号とを加算す
ると共に、前記第２及び第４の信号伝送路の出力
と前記パルス列信号とを加算してこれら各加算出
力を左右チヤンネル信号とするようにしたことを
特徴とするFMステレオ復調回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56129855A JPS5830249A (ja) | 1981-08-18 | 1981-08-18 | Ｆｍステレオ復調回路 |
| US06/408,993 US4489430A (en) | 1981-08-18 | 1982-08-17 | FM Stereo demodulation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56129855A JPS5830249A (ja) | 1981-08-18 | 1981-08-18 | Ｆｍステレオ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5830249A JPS5830249A (ja) | 1983-02-22 |
| JPH031856B2 true JPH031856B2 (ja) | 1991-01-11 |
Family
ID=15019922
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56129855A Granted JPS5830249A (ja) | 1981-08-18 | 1981-08-18 | Ｆｍステレオ復調回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4489430A (ja) |
| JP (1) | JPS5830249A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4723288A (en) * | 1986-07-03 | 1988-02-02 | Motorola, Inc. | Stereo decoding by direct time sampling |
| US8964991B2 (en) * | 2008-06-17 | 2015-02-24 | Himax Tehnologies Limted | Method for processing an input composite signal and signal processing apparatus thereof |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3514719A (en) * | 1967-06-21 | 1970-05-26 | Collins Radio Co | Electric analog angular rate deriving circuit |
| JPS593905B2 (ja) * | 1975-09-02 | 1984-01-26 | パイオニア株式会社 | Ｍｐｘ フクチヨウキノ パイロツトシンゴウジヨキヨソウチ |
| JPS5854691B2 (ja) * | 1979-02-13 | 1983-12-06 | 株式会社日立製作所 | ステレオ復調方式 |
| JPS5944828B2 (ja) * | 1979-09-10 | 1984-11-01 | パイオニア株式会社 | Ｆｍ受信機 |
| JPS5647140A (en) * | 1979-09-26 | 1981-04-28 | Nec Corp | Stereophonic demodulator |
| JPS592216B2 (ja) * | 1980-11-28 | 1984-01-17 | ヤマハ株式会社 | Ｆｍステレオ復調回路 |
-
1981
- 1981-08-18 JP JP56129855A patent/JPS5830249A/ja active Granted
-
1982
- 1982-08-17 US US06/408,993 patent/US4489430A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5830249A (ja) | 1983-02-22 |
| US4489430A (en) | 1984-12-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4069398A (en) | Method and apparatus for pilot signal cancellation in an FM multiplex demodulator | |
| US4076963A (en) | Pilot signal cancelling circuit for FM multiplex demodulator | |
| JPH031856B2 (ja) | ||
| JPS6342454B2 (ja) | ||
| JPH0412655B2 (ja) | ||
| JPH0313771B2 (ja) | ||
| JPS6342453B2 (ja) | ||
| JPS5944828B2 (ja) | Ｆｍ受信機 | |
| JPS636179B2 (ja) | ||
| JPS5944138A (ja) | Ｆｍステレオ復調器 | |
| JPH037168B2 (ja) | ||
| JP2777717B2 (ja) | Ｆｍ放送受信装置 | |
| JPS581352A (ja) | Ｆｍステレオ復調装置 | |
| US5091943A (en) | Fm stereo receiving device | |
| JPH0424669Y2 (ja) | ||
| SU1559416A1 (ru) | Демодул тор частотно-модулированного стереосигнала в системе с пол рной модул цией | |
| JPH0311138B2 (ja) | ||
| JPS5924208Y2 (ja) | Ｆｍステレオ受信機における妨害信号検出回路 | |
| JPS5949030A (ja) | Ｆｍステレオ復調器 | |
| JPS6342455B2 (ja) | ||
| JPH0416516Y2 (ja) | ||
| JPH0453135B2 (ja) | ||
| JPH0332250B2 (ja) | ||
| JPS581351A (ja) | Ｆｍステレオ復調装置 | |
| JPS6222491B2 (ja) |