JPS581351A - Ｆｍステレオ復調装置 - Google Patents
Ｆｍステレオ復調装置Info
- Publication number
- JPS581351A JPS581351A JP9992281A JP9992281A JPS581351A JP S581351 A JPS581351 A JP S581351A JP 9992281 A JP9992281 A JP 9992281A JP 9992281 A JP9992281 A JP 9992281A JP S581351 A JPS581351 A JP S581351A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- outputs
- phase
- component
- multipliers
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims abstract description 11
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 5
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 claims description 2
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 abstract 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 7
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 3
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 2
- 239000011162 core material Substances 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はステレオ復調装置に関し、特にサブ信号の復調
の際にサブキャリヤ信号とＦＭコンポジット信号との乗
算をなすようにしたＦＭステレオ復調装置に関する。
の際にサブキャリヤ信号とＦＭコンポジット信号との乗
算をなすようにしたＦＭステレオ復調装置に関する。
ＦＭステレオ信号の復調に際して３８ ＫＨｚの矩形波
サブキャリヤ信号によシーコンポジット信号をスイッチ
ングするスイッチング方式の復調装置があるが、スイッ
チングのための矩形波サブキャリヤ信号がａｓＫＨｚの
奇数次高調波成分を有している関係上、この奇数次高調
波（３８Ｘ ３ ＝ １１４ ＫＨｚ 。
サブキャリヤ信号によシーコンポジット信号をスイッチ
ングするスイッチング方式の復調装置があるが、スイッ
チングのための矩形波サブキャリヤ信号がａｓＫＨｚの
奇数次高調波成分を有している関係上、この奇数次高調
波（３８Ｘ ３ ＝ １１４ ＫＨｚ 。
ａｓｘ ５＝１９０ＫＨｚ ）が隣接局とビート妨害を
生じて好ましくない影響を与えている。これを防ぐには
ＦＭステレオ復調段の入力にノ・イカットフィルタであ
るいわゆるアンチバーディフィルタを挿入する必要があ
るが、このフィルタのコンポジット周波数成分における
周波数特性や遅延特性が平坦でなくなり、ステレオ復調
出力に歪やセパレーション悪化を生じている。またフィ
ルタのコア材の歪による音質の劣化も避けられない。
生じて好ましくない影響を与えている。これを防ぐには
ＦＭステレオ復調段の入力にノ・イカットフィルタであ
るいわゆるアンチバーディフィルタを挿入する必要があ
るが、このフィルタのコンポジット周波数成分における
周波数特性や遅延特性が平坦でなくなり、ステレオ復調
出力に歪やセパレーション悪化を生じている。またフィ
ルタのコア材の歪による音質の劣化も避けられない。
そのために、正弦波サブキャリヤ信号を用いてアナログ
的な乗算方式を採用すれば上記欠点は除去されるが、鏑
や歪の点で優れたリニアな乗算回路を構成することは極
めて困難である。
的な乗算方式を採用すれば上記欠点は除去されるが、鏑
や歪の点で優れたリニアな乗算回路を構成することは極
めて困難である。
本発明の目的は上記の欠点を排除して特性の良いＦＭス
テレオ信号を分離しうるＦＭステレオ復調装置を提供す
ることである。
テレオ信号を分離しうるＦＭステレオ復調装置を提供す
ることである。
本発明によるＦＭステレオ復調装置は、ＦＭ信号のステ
レオコンポジット信号周波数スペクトラム成分を有する
パルス列信号の正相及び逆相信号を夫々所定直流成分を
含んで発生する手段と、ステレオパイロット信号に同期
した正弦波状のサブキャリヤ信号の正逆信号を所定直流
分（零を含む）を有して発生する正弦波信号発生手段と
、直流成分を含んだ正相及び逆相のパルス列信号と正弦
波信号発生手段の逆相及び正相のサブキャリヤ信号を含
む出力とのそれぞれの乗算出力を発生し、これら乗算出
力を混合する第１の混合手段と、直流成分を含んだ正相
及び逆相のパルス列信号と正弦波信号発生手段の正相及
び逆相のサブキャリヤ信号を含む出力とのそれぞれの乗
算出力を発生し、これら乗算出力を混合する第２の混合
手段とを有し、第１及び第２の混合手段の出力からそれ
ぞれステレオーディオ信号を得るようにしたことを特徴
とするものである。
レオコンポジット信号周波数スペクトラム成分を有する
パルス列信号の正相及び逆相信号を夫々所定直流成分を
含んで発生する手段と、ステレオパイロット信号に同期
した正弦波状のサブキャリヤ信号の正逆信号を所定直流
分（零を含む）を有して発生する正弦波信号発生手段と
、直流成分を含んだ正相及び逆相のパルス列信号と正弦
波信号発生手段の逆相及び正相のサブキャリヤ信号を含
む出力とのそれぞれの乗算出力を発生し、これら乗算出
力を混合する第１の混合手段と、直流成分を含んだ正相
及び逆相のパルス列信号と正弦波信号発生手段の正相及
び逆相のサブキャリヤ信号を含む出力とのそれぞれの乗
算出力を発生し、これら乗算出力を混合する第２の混合
手段とを有し、第１及び第２の混合手段の出力からそれ
ぞれステレオーディオ信号を得るようにしたことを特徴
とするものである。
以下に図面に基づいて本発明を説明する。
第１図は本発明の実施例の回路ブロック図であシ、ＦＭ
信号はパルス検波器１に印加される。この検波器ｌとし
ては、ＦＭステレオ信号のコンポジット信号周波数スペ
クトラム成分を含有するパルス列信号を出力する形式の
検波器であれば良く、例えば第２図に示す如きクワドラ
チャ検波回路と等価な構成とされる。これは周知の構成
であって、リミッタ１１と、このリミッタ出力を１人力
とする位相比較器ルと、リミッタ出力を周波数に応じて
移相する移相器１３とを有し、との移相器１３の出力が
比較器νの抽入力となっておシ、この比較出力が所定直
流分を含んだパルス列信号となる。この検波器１の特性
及び動作については後述する０この直流分を含んだパル
ス列信号はそのま＼（正相）乗算器２及び３０１人力と
なり、またインバータ４を介して逆相となって乗算器５
及び６の１人力となシ、スイッチングのための信号とし
て用いられている。
信号はパルス検波器１に印加される。この検波器ｌとし
ては、ＦＭステレオ信号のコンポジット信号周波数スペ
クトラム成分を含有するパルス列信号を出力する形式の
検波器であれば良く、例えば第２図に示す如きクワドラ
チャ検波回路と等価な構成とされる。これは周知の構成
であって、リミッタ１１と、このリミッタ出力を１人力
とする位相比較器ルと、リミッタ出力を周波数に応じて
移相する移相器１３とを有し、との移相器１３の出力が
比較器νの抽入力となっておシ、この比較出力が所定直
流分を含んだパルス列信号となる。この検波器１の特性
及び動作については後述する０この直流分を含んだパル
ス列信号はそのま＼（正相）乗算器２及び３０１人力と
なり、またインバータ４を介して逆相となって乗算器５
及び６の１人力となシ、スイッチングのための信号とし
て用いられている。
一方、このパルス列信号はＦＭステレオ信号のステレオ
コンポジット信号成分を含有しておシ、その中のステレ
オパイロット信号を抽出して正弦波状の３８ＫＨｚ サ
ブキャリヤ信号を発生する信号発生器７が設けられてい
る。この正弦波サブキャリヤ信号はそのま＼（正相）乗
算器５の抽入力となっており、またインバータ８により
逆相となって乗算器６の抽入力となっている。この逆相
出力には直流分Ｖが加えられて乗算器２の抽入力となシ
、また正相出力には同じく直流分Ｖが加えられて乗算器
３の抽入力となっている。
コンポジット信号成分を含有しておシ、その中のステレ
オパイロット信号を抽出して正弦波状の３８ＫＨｚ サ
ブキャリヤ信号を発生する信号発生器７が設けられてい
る。この正弦波サブキャリヤ信号はそのま＼（正相）乗
算器５の抽入力となっており、またインバータ８により
逆相となって乗算器６の抽入力となっている。この逆相
出力には直流分Ｖが加えられて乗算器２の抽入力となシ
、また正相出力には同じく直流分Ｖが加えられて乗算器
３の抽入力となっている。
乗算器２及び５の出力の加算、更には乗算器３及び６の
出力の加算をそれぞれ行うために加算器９及びｌＯが設
けられ、これら加算器９及びｉｏの各出力のオーディオ
成分のみを抽出するＬＰＦ１４゜１５が設けられて両出
力からそれぞれ右及び左チャンネル信号が復調されるも
のである。
出力の加算をそれぞれ行うために加算器９及びｌＯが設
けられ、これら加算器９及びｉｏの各出力のオーディオ
成分のみを抽出するＬＰＦ１４゜１５が設けられて両出
力からそれぞれ右及び左チャンネル信号が復調されるも
のである。
第２図に示したパルス検波器１について説明するに、移
相器１３は第３図に示す如き周波数対位相及び遅延特性
を有しているものとする。すなわち、周波数に比例して
位相が変化しかつその周波数域においては一定の遅延時
間Ｔｏを有しているものとする。かかる移相器１３は例
えば第４図の如き構成とし得るもので、一種の遅延回路
と同等なものである。いま、移相器１３の位相特性がＦ
Ｍ−ＩＦキャリヤの中心周波数に対して９０°位相とな
るようにされていれば、第５図（Ａ）〜（Ｃ）に示す如
き動作波形を呈する。図（Ａ）〜（Ｃ）において共に（
α）はリミッタ１１を経たＦＭ−、ＩＰ倍信号（ｂ）は
移相器１３による遅延出力、（ｃ）は位相比較出力であ
り、図（Ａ）は中心周波数に等しいときの各部波形を示
し比較出力はデユーティが１４のパルス列信号となシ、
よってその直流成分は１ｈとなる。図（Ｂ）は中心周波
数よりも高い周波数の場合であシ、よってその直流成分
は例えばシ３となシ、中心周波数に対し１／６だけ直流
分が増大することになる。図（Ｃ）は中心周波数よシも
低い周波数の場合であり、よってその直流成分は例えば
１４となり、中心周波数に対し１／６だけ直流分が低下
する。
相器１３は第３図に示す如き周波数対位相及び遅延特性
を有しているものとする。すなわち、周波数に比例して
位相が変化しかつその周波数域においては一定の遅延時
間Ｔｏを有しているものとする。かかる移相器１３は例
えば第４図の如き構成とし得るもので、一種の遅延回路
と同等なものである。いま、移相器１３の位相特性がＦ
Ｍ−ＩＦキャリヤの中心周波数に対して９０°位相とな
るようにされていれば、第５図（Ａ）〜（Ｃ）に示す如
き動作波形を呈する。図（Ａ）〜（Ｃ）において共に（
α）はリミッタ１１を経たＦＭ−、ＩＰ倍信号（ｂ）は
移相器１３による遅延出力、（ｃ）は位相比較出力であ
り、図（Ａ）は中心周波数に等しいときの各部波形を示
し比較出力はデユーティが１４のパルス列信号となシ、
よってその直流成分は１ｈとなる。図（Ｂ）は中心周波
数よりも高い周波数の場合であシ、よってその直流成分
は例えばシ３となシ、中心周波数に対し１／６だけ直流
分が増大することになる。図（Ｃ）は中心周波数よシも
低い周波数の場合であり、よってその直流成分は例えば
１４となり、中心周波数に対し１／６だけ直流分が低下
する。
従って、この比較器１２の出力はＦＭ信号周波数に応じ
たＰＰＭ （パルス位置変調）信号であシ、このパルス
を積分すればＦＭ検波出力が得られるが、本例ではこの
パルス列信号がステレオコンポジット信号成分を含有し
ていることに鑑み、積分すること々くそのま５乗算器２
，３．５及び６のスイッチング信号として用いている。
たＰＰＭ （パルス位置変調）信号であシ、このパルス
を積分すればＦＭ検波出力が得られるが、本例ではこの
パルス列信号がステレオコンポジット信号成分を含有し
ていることに鑑み、積分すること々くそのま５乗算器２
，３．５及び６のスイッチング信号として用いている。
このように、ステレオコンポジット信号の周波数スペク
ト２ム成分を直流分を含んで有しているパルス列信号で
あれば、他の検波方式である例えばクワドラチャ検波や
パルスカウント検波等によるＰＰＭ信号出力を用いるこ
とができる。
ト２ム成分を直流分を含んで有しているパルス列信号で
あれば、他の検波方式である例えばクワドラチャ検波や
パルスカウント検波等によるＰＰＭ信号出力を用いるこ
とができる。
従って、このＰＰＭＦＭ信号域成分すなわちコンポジッ
ト信号成分を−＜１＞とすれば、ｇ（ｔ）＝ Ｖｏ＋α
（Ｍ （Ｑ ＋ Ｓ （ｔ）ｓｉｎ ｃａ、？ｔ ＋Ｐ
ｓｉｎ ” ｔ ）・・・・・・（１） となる。こ＼に、Ｖｏは直流成分であり、同調によシ変
化するものであＩＦＭ−ＩＦ倍信号中心周波数すなわち
同調点において位相差が９０°になる様に遅延時間が設
定されていれば、第５図の波形を用いて説明したように
、Ｖｏはｌ／１となる。またαは遅延時間に比例しく位
相の傾きに比例し）、検波効率に相当する。ωＳはサブ
キャリヤ信号の角周波数であシ、Ｍ（ｔ）はメイン信号
でＩ＜ｔ）＋Ｒ（ｔ）を示し、５（ｔ）はサブ信号でＬ
（ｔ） −Ｒ（ｔ）を示す。
ト信号成分を−＜１＞とすれば、ｇ（ｔ）＝ Ｖｏ＋α
（Ｍ （Ｑ ＋ Ｓ （ｔ）ｓｉｎ ｃａ、？ｔ ＋Ｐ
ｓｉｎ ” ｔ ）・・・・・・（１） となる。こ＼に、Ｖｏは直流成分であり、同調によシ変
化するものであＩＦＭ−ＩＦ倍信号中心周波数すなわち
同調点において位相差が９０°になる様に遅延時間が設
定されていれば、第５図の波形を用いて説明したように
、Ｖｏはｌ／１となる。またαは遅延時間に比例しく位
相の傾きに比例し）、検波効率に相当する。ωＳはサブ
キャリヤ信号の角周波数であシ、Ｍ（ｔ）はメイン信号
でＩ＜ｔ）＋Ｒ（ｔ）を示し、５（ｔ）はサブ信号でＬ
（ｔ） −Ｒ（ｔ）を示す。
Ｐは定数である。
インバータ４による逆相信号＝（１＞は、ｇ（ｔ） ＝
（１−Ｖｏ ）−α（Ｍ （ｔ） ＋ Ｓ （Ｑｓｉ
ｎωｓｔ＋ Ｐｓｉｎｙ ｔ ）−・・・（２）と表わ
される。従って、乗算器２の乗算出力α（ｔ）は、ｇ（
ｔ）＝ （Ｖ −ｓｉｎωｊ？ｔ） （Ｖｏ＋（！（Ｍ
（ｔ）＋Ｓ （ｔ）ｓｉｎ ｏｕｔ ＋ Ｐａｌ！ 〒
ｔ ） ） −（３）となり、また乗算器５の出力ｂ（
ｔ）は１．６Ｃｔ）＝由ｃａｓｔ −（（１−Ｖｏ）−
α（Ｍ（ｔ）＋Ｓ （ｔ）ｓｉｎωｓｔ＋Ｐ ５ｔｎＹ
ｔ ） ） −−（４）となる。よって加算器９の出
力は（３） 、 （り式を用いて整理すると、 α（ｔ）＋ ｂ（ｔ） ＝ Ｖ−Ｖｏ ＋Ｖ−ｃ！Ｍ（
ｔ）＋Ｖ・（Ｘ Ｓ （ｔ）ｓｉｎ ＧＪ、？ｔ＋ （
１−２Ｖｏ） ｓｉｎωｇｔ −２αＭ （ｔ）ｓｉｎ
ω５ｔ−２αＳ （ｔ） ｓｌｎ”ａｕｔ＋ Ｖ・α・
Ｐ８ＳｎＴｔ−２αＰｓｉｎ−ｔｓｌｎω、？ｔ
・−・−（ｒ、）と表わされる。こ＼で、 一２αＳ （ｔ）ｓｌｎ”ωｙｔ＝−２αＢ（、り、
と１１１＝−α５（ｔ）＋αＳ （ｔ）ｃｏｓ ２□□
□ｔ・・・・・・（６） であり、かつ同調点が中心周波数にあるものとすれば、
ＶＯ＝１４であるから、（１２Ｖｏ ） ｓｉｎωｚｔ
＝０となり、定常的なサブキャリヤ信号成分は打消され
て、不要な周波数成分の１つが上記操作によリキャンセ
ルされ都合が良くなると共にオーディオ成分のみを通過
せしめるＬＰＦ１４の出力には、Ｒ’（ｔ）＝工Ｖ＋Ｖ
・αＭ（１り一α５（ｔ） ・・・・・・（７）な
る出力が得られる。
（１−Ｖｏ ）−α（Ｍ （ｔ） ＋ Ｓ （Ｑｓｉ
ｎωｓｔ＋ Ｐｓｉｎｙ ｔ ）−・・・（２）と表わ
される。従って、乗算器２の乗算出力α（ｔ）は、ｇ（
ｔ）＝ （Ｖ −ｓｉｎωｊ？ｔ） （Ｖｏ＋（！（Ｍ
（ｔ）＋Ｓ （ｔ）ｓｉｎ ｏｕｔ ＋ Ｐａｌ！ 〒
ｔ ） ） −（３）となり、また乗算器５の出力ｂ（
ｔ）は１．６Ｃｔ）＝由ｃａｓｔ −（（１−Ｖｏ）−
α（Ｍ（ｔ）＋Ｓ （ｔ）ｓｉｎωｓｔ＋Ｐ ５ｔｎＹ
ｔ ） ） −−（４）となる。よって加算器９の出
力は（３） 、 （り式を用いて整理すると、 α（ｔ）＋ ｂ（ｔ） ＝ Ｖ−Ｖｏ ＋Ｖ−ｃ！Ｍ（
ｔ）＋Ｖ・（Ｘ Ｓ （ｔ）ｓｉｎ ＧＪ、？ｔ＋ （
１−２Ｖｏ） ｓｉｎωｇｔ −２αＭ （ｔ）ｓｉｎ
ω５ｔ−２αＳ （ｔ） ｓｌｎ”ａｕｔ＋ Ｖ・α・
Ｐ８ＳｎＴｔ−２αＰｓｉｎ−ｔｓｌｎω、？ｔ
・−・−（ｒ、）と表わされる。こ＼で、 一２αＳ （ｔ）ｓｌｎ”ωｙｔ＝−２αＢ（、り、
と１１１＝−α５（ｔ）＋αＳ （ｔ）ｃｏｓ ２□□
□ｔ・・・・・・（６） であり、かつ同調点が中心周波数にあるものとすれば、
ＶＯ＝１４であるから、（１２Ｖｏ ） ｓｉｎωｚｔ
＝０となり、定常的なサブキャリヤ信号成分は打消され
て、不要な周波数成分の１つが上記操作によリキャンセ
ルされ都合が良くなると共にオーディオ成分のみを通過
せしめるＬＰＦ１４の出力には、Ｒ’（ｔ）＝工Ｖ＋Ｖ
・αＭ（１り一α５（ｔ） ・・・・・・（７）な
る出力が得られる。
と＼で、直流印加電圧Ｖの大きさを１とすれば、Ｒ′（
ｔ）＝１＋αＭ（ｔ）−α８ （ｔ） −４＋ ２αＲ
（ｔ）・・（８）となシ、右チャンネル信号が復調され
て出力されることになる。左チャンネル信号Ｌ（ｔ）に
ついても同様である。
ｔ）＝１＋αＭ（ｔ）−α８ （ｔ） −４＋ ２αＲ
（ｔ）・・（８）となシ、右チャンネル信号が復調され
て出力されることになる。左チャンネル信号Ｌ（ｔ）に
ついても同様である。
第６図は乗算器２，３．６及び６の具体例であり、トラ
ンジスタＱｌと抵抗Ｒ１，Ｒ２とにより簡単な構成とし
て、トランジスタＱ１を検波出力であるノくルス列信号
ｅ（１） 、τ（４）によりスイッチング動作せしめる
ことにより乗算が可能となる。
ンジスタＱｌと抵抗Ｒ１，Ｒ２とにより簡単な構成とし
て、トランジスタＱ１を検波出力であるノくルス列信号
ｅ（１） 、τ（４）によりスイッチング動作せしめる
ことにより乗算が可能となる。
第７図は３８ＫＨｚの正弦波サブキャリヤ信号発生器７
の具体例であシ、ＰＬＬ（フェイズロックドループ）構
成となっている。１ｓＫＨｚ のステイオノ（イロット
信号は位相比較器１６において、１／２分周器１７の出
力と位相比較され、その比較出力はＬＰＦ１８及びＤＣ
アンプ１９を介してＶＣＯ（電圧制御型発振器）２０の
制御入力となる。ＶＣＯ２０は７６ ＫＨｚの□ デユ
ーティ５０％のパルス列信号を発生するもので、この出
力の１／２分周器２１の出力である５ｓＫＨｚ信号をＬ
ＰＦ２２によシ正弦波に変換してサブキャリヤ信号とし
て用いている。このＬＰＦ出力を再びリミッタ２３によ
シパルス化し、このパルス列信号を更に１／２分周器１
７によＦ） １９ＫＨｚ として比較器１６の１入力と
している。こうすることによシ、パイロット信号に同期
した３８ ＫＨｚの正弦波信号が正確に得られる。
の具体例であシ、ＰＬＬ（フェイズロックドループ）構
成となっている。１ｓＫＨｚ のステイオノ（イロット
信号は位相比較器１６において、１／２分周器１７の出
力と位相比較され、その比較出力はＬＰＦ１８及びＤＣ
アンプ１９を介してＶＣＯ（電圧制御型発振器）２０の
制御入力となる。ＶＣＯ２０は７６ ＫＨｚの□ デユ
ーティ５０％のパルス列信号を発生するもので、この出
力の１／２分周器２１の出力である５ｓＫＨｚ信号をＬ
ＰＦ２２によシ正弦波に変換してサブキャリヤ信号とし
て用いている。このＬＰＦ出力を再びリミッタ２３によ
シパルス化し、このパルス列信号を更に１／２分周器１
７によＦ） １９ＫＨｚ として比較器１６の１入力と
している。こうすることによシ、パイロット信号に同期
した３８ ＫＨｚの正弦波信号が正確に得られる。
第８図は本発明の他の実施例のブロック図であシ、第１
図と同等部分は同一符号によシ示されている。図におい
て、乗算器５の個入力として正相サブキャリヤ信号に負
の直流成分−Ｖを加算した信号を用いておシ、また乗算
器６の個入力として逆相キャリヤ信号に同じく負の直流
成分−■を加算゛した信号を用いたもので、他の構成に
ついては第１図のそれと同等である。
図と同等部分は同一符号によシ示されている。図におい
て、乗算器５の個入力として正相サブキャリヤ信号に負
の直流成分−Ｖを加算した信号を用いておシ、また乗算
器６の個入力として逆相キャリヤ信号に同じく負の直流
成分−■を加算゛した信号を用いたもので、他の構成に
ついては第１図のそれと同等である。
乗算器５の出力１／（ｔ）は、
ｂ’（ｔ）＝ （ｓｔｎ ｃｏｓｔ −Ｖ） −（（１
−Ｖｏ）−α（Ｍ（７’）＋５（Ｑｓｉｎωｓｔ＋Ｐｍ
１ｎ〒ｔ ） ：］ −（９）であるから、加算器９
の出力は、 ａ（ｔ）＋ ｂ ’（ｔ）＝Ｖ（２Ｖｏ−１）＋２ｖ−
αＭ（Ｑ＋２α＊ＶＳ（ｔ）ｓｉｎ ｃｗｔ＋ （１−
２Ｖｏ ） ｓｉｎ ω、？ｔ −２αＭ （Ｑ ａｉ
ｎ ω５ｔ−２αＳ （ｔ）ａｉｎ”ωｓｔ＋ ２α、
ｙｐ ａ、ｙ 。
−Ｖｏ）−α（Ｍ（７’）＋５（Ｑｓｉｎωｓｔ＋Ｐｍ
１ｎ〒ｔ ） ：］ −（９）であるから、加算器９
の出力は、 ａ（ｔ）＋ ｂ ’（ｔ）＝Ｖ（２Ｖｏ−１）＋２ｖ−
αＭ（Ｑ＋２α＊ＶＳ（ｔ）ｓｉｎ ｃｗｔ＋ （１−
２Ｖｏ ） ｓｉｎ ω、？ｔ −２αＭ （Ｑ ａｉ
ｎ ω５ｔ−２αＳ （ｔ）ａｉｎ”ωｓｔ＋ ２α、
ｙｐ ａ、ｙ 。
一２αＰｓｉｎ−ｔｓｌｎｃｍｔ ・−−（
１０）となる。Ｖｏ””／２とすると直流成分は零とな
シ、かつサブキャリヤ信号もなくすことができる。従っ
て、ＬＰＦ１４の出力は、直流印加電圧Ｖを１とすれば
、 ’ＥＬ’（ｔ）＝亀αＭ（ｔ）−（ｉｓ（ｔ）＝２Ｃ１
Ｒ（ｔ） −−−−−−（Ｊｌ）となシ右チャン
ネルが復調される。左チャンネルについても同様である
。
１０）となる。Ｖｏ””／２とすると直流成分は零とな
シ、かつサブキャリヤ信号もなくすことができる。従っ
て、ＬＰＦ１４の出力は、直流印加電圧Ｖを１とすれば
、 ’ＥＬ’（ｔ）＝亀αＭ（ｔ）−（ｉｓ（ｔ）＝２Ｃ１
Ｒ（ｔ） −−−−−−（Ｊｌ）となシ右チャン
ネルが復調される。左チャンネルについても同様である
。
斜上の如く、本発明によれば、隣接局のビート妨害波を
取シ除くためのいわゆるアンチバーディフィルタが不要
となるから、信号劣化がない。またスイッチングによる
ステレオ復調動作であるからアナログ乗算器が不要であ
シ、簡単な回路でガや歪に優れた復調が可能となる。更
には復調のための加算（混合）段において不要なサブキ
ャリヤ成分が完全に打消されるので出力段のＬＰＦの設
計が楽となる。
取シ除くためのいわゆるアンチバーディフィルタが不要
となるから、信号劣化がない。またスイッチングによる
ステレオ復調動作であるからアナログ乗算器が不要であ
シ、簡単な回路でガや歪に優れた復調が可能となる。更
には復調のための加算（混合）段において不要なサブキ
ャリヤ成分が完全に打消されるので出力段のＬＰＦの設
計が楽となる。
第１図は本発明の実施例のブロック図、第２図はＰＰＭ
信号を発生する検波器の１例のブロック図、第３図は第
２図の回路の特性図、第４図は第２図の回路の移相器の
具体例を示す図、第５図は第２図の回路動作を説明する
波形図、第６図は乗算器の一具体例を示す図、第７図は
３８ＫＨｚサブキャリヤ信号発生器の具体例を示すブロ
ック図、第８図は本発明の他の実施例のブロック図であ
る。 主要部分の符号の説明 ｌ・・・パルス検波器 ２．３，５．６・・・乗算器 ７・・・正弦波サブキャリヤ信号発生器９、ｌＯ・・・
加算器 出願人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士 藤村元彦
信号を発生する検波器の１例のブロック図、第３図は第
２図の回路の特性図、第４図は第２図の回路の移相器の
具体例を示す図、第５図は第２図の回路動作を説明する
波形図、第６図は乗算器の一具体例を示す図、第７図は
３８ＫＨｚサブキャリヤ信号発生器の具体例を示すブロ
ック図、第８図は本発明の他の実施例のブロック図であ
る。 主要部分の符号の説明 ｌ・・・パルス検波器 ２．３，５．６・・・乗算器 ７・・・正弦波サブキャリヤ信号発生器９、ｌＯ・・・
加算器 出願人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士 藤村元彦
Claims (1)
- ＦＭ信号のコンポジット信号周波数スペクトラム成分を
有するパルス列信号の正相及び逆相信号を夫々所定流分
を含んで発生する手段と、ステレオパイロット信号に同
期した正弦波状のサブキャリヤ信号の正相及び逆相信号
を所定直流分（零を含む）を含んで夫々出力する正弦波
信号発生手段と、前記直流分を含んだ正相及び逆相のノ
（ルス列信号と前記正弦波信号発生手段の前記逆相及び
正相サブキャリヤ信号を含んだ出力とのそれぞれの乗算
出力を発生してこれら乗算出力を混合する第１の混合手
段と、前記直流分を含んだ正相及び逆相のパルス列信号
と前記正弦波信号発生手段の前記正相及び逆相サブキャ
リヤ信号を含んだ出力とのそれぞれの乗算出力を発生し
てこれら乗算出力を混合する第２の混合手段とを含み、
前記第１及び第２の混合手段の出力からそれぞれステレ
オオーディオ信号を得るようにしたことを特徴とするＦ
Ｍステレオ復調装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992281A JPS581351A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
| US06/392,129 US4502148A (en) | 1981-06-26 | 1982-06-25 | FM Stereo demodulator for demodulating stereo signals directly from an FM intermediate frequency signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992281A JPS581351A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS581351A true JPS581351A (ja) | 1983-01-06 |
| JPH033975B2 JPH033975B2 (ja) | 1991-01-21 |
Family
ID=14260258
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9992281A Granted JPS581351A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS581351A (ja) |
-
1981
- 1981-06-26 JP JP9992281A patent/JPS581351A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH033975B2 (ja) | 1991-01-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS6262105B2 (ja) | ||
| JPS583424B2 (ja) | ステレオフクゴウシンゴウハツセイホウホウ オヨビ ソウチ | |
| US4069398A (en) | Method and apparatus for pilot signal cancellation in an FM multiplex demodulator | |
| JP3699492B2 (ja) | デジタルステレオ復号回路 | |
| JPS5853805B2 (ja) | パイロット信号の除去装置 | |
| JPS581351A (ja) | Ｆｍステレオ復調装置 | |
| JPS6342454B2 (ja) | ||
| JPS5944828B2 (ja) | Ｆｍ受信機 | |
| US8774416B2 (en) | Receiver | |
| JPH0412655B2 (ja) | ||
| JPS6342455B2 (ja) | ||
| JP2777717B2 (ja) | Ｆｍ放送受信装置 | |
| US4489430A (en) | FM Stereo demodulation circuit | |
| JPS636179B2 (ja) | ||
| JPS6342453B2 (ja) | ||
| JPH037168B2 (ja) | ||
| JPH0422583Y2 (ja) | ||
| JPH0311138B2 (ja) | ||
| SU1559416A1 (ru) | Демодул тор частотно-модулированного стереосигнала в системе с пол рной модул цией | |
| JPS6018036A (ja) | Ｆｍステレオ復調器 | |
| JPH0313771B2 (ja) | ||
| JPH0354493B2 (ja) | ||
| JPS59204320A (ja) | Ｐｌｌ同期復調回路 | |
| JPH0332250B2 (ja) | ||
| JPS6240896B2 (ja) |