JPH03209176A - 比率測定回路及び装置 - Google Patents
比率測定回路及び装置Info
- Publication number
- JPH03209176A JPH03209176A JP2276113A JP27611390A JPH03209176A JP H03209176 A JPH03209176 A JP H03209176A JP 2276113 A JP2276113 A JP 2276113A JP 27611390 A JP27611390 A JP 27611390A JP H03209176 A JPH03209176 A JP H03209176A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- ratio
- parameter
- circuit
- amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 31
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims description 13
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims 2
- 230000008030 elimination Effects 0.000 claims 2
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 claims 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims 2
- 239000000872 buffer Substances 0.000 abstract description 3
- 238000013341 scale-up Methods 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R21/00—Arrangements for measuring electric power or power factor
- G01R21/06—Arrangements for measuring electric power or power factor by measuring current and voltage
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/25—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof using digital measurement techniques
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Testing Electric Properties And Detecting Electric Faults (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、測定回路、特に、二重スロープ・アナログ・
デジタル変換器を具えた比率測定回路及び装置に関する
． ［従来の技術コ 比率計（ ｒａｔｉｏｍｅｔｏｒｉｃ）技術を用いて，
抵抗値及びフンダクタンスなどの電子回路パラメータを
測定することは周知である．多くの比率測定回路は、二
重スロープ・アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器を用
いて、未知のパラメータ値を測定している．これらＡ／
Ｄ変換器は，比率測定回路に用いる際、比率針変換器と
一般に呼ばれている。比率計変換器は、消費電力が比較
的小さいので，ポータブル測定装置の如きバッテリを電
源とする装置に広く利用されている。
デジタル変換器を具えた比率測定回路及び装置に関する
． ［従来の技術コ 比率計（ ｒａｔｉｏｍｅｔｏｒｉｃ）技術を用いて，
抵抗値及びフンダクタンスなどの電子回路パラメータを
測定することは周知である．多くの比率測定回路は、二
重スロープ・アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器を用
いて、未知のパラメータ値を測定している．これらＡ／
Ｄ変換器は，比率測定回路に用いる際、比率針変換器と
一般に呼ばれている。比率計変換器は、消費電力が比較
的小さいので，ポータブル測定装置の如きバッテリを電
源とする装置に広く利用されている。
多くの場合、非測定回路パラメータの測定環境は、電話
線の如く「ノイズの多い』環境である。
線の如く「ノイズの多い』環境である。
例えば、これら環境では、ノイズは、漏れ電流及び／又
は交流干渉として存在する。周知の如く、ノイズにより
、測定装置の精度が減少する。実際にも、比率測定装置
の精度は 少なくとも部分的には、比率測定回路のノイ
ズ除去能力により決まる．すなわち、比率測定回路の信
号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ比）がよければ，ある程度は、測
定装置の精度もよくなる． 従来の比率測定回路によりノイズ除去特性を改善する１
つの方法で屯 例えば、±３ボルトの低電源電圧及び１
ボルトの基準電圧の代わりに、±１５ボルトの電源電圧
及び１０ボルトの基準電圧で，比率測定回路を動作させ
る． ［発明が解決しようとする課１６１Ｆ しかし，基準電圧を高くすると、ダイナミック・レンジ
の広い比率針変換器を用いる必要がある。
は交流干渉として存在する。周知の如く、ノイズにより
、測定装置の精度が減少する。実際にも、比率測定装置
の精度は 少なくとも部分的には、比率測定回路のノイ
ズ除去能力により決まる．すなわち、比率測定回路の信
号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ比）がよければ，ある程度は、測
定装置の精度もよくなる． 従来の比率測定回路によりノイズ除去特性を改善する１
つの方法で屯 例えば、±３ボルトの低電源電圧及び１
ボルトの基準電圧の代わりに、±１５ボルトの電源電圧
及び１０ボルトの基準電圧で，比率測定回路を動作させ
る． ［発明が解決しようとする課１６１Ｆ しかし，基準電圧を高くすると、ダイナミック・レンジ
の広い比率針変換器を用いる必要がある。
残念なことに、広いダイナミック・レンジは、比率針変
換器の消費電力を増やす。このことは，ポータブル測定
装置に用いるバツテリ駆動の回路にとって非常に望まし
くない． よって、ノイズ除去特性を改善し，大電力を消費するこ
となく，この改善されたノイズ除去特性を達成できる比
率測定回路が必要とされている，さらに、測定回路全体
をポータブル測定装置に簡単に納められるようにするた
め、最少の数の素子を新たに付加するだけで、ノイズ除
去特性を改善する必要がある． したがって，本発明の目的は、これらの課應を達成でき
る比率測定回ＪＩ及び装置の提供にある。
換器の消費電力を増やす。このことは，ポータブル測定
装置に用いるバツテリ駆動の回路にとって非常に望まし
くない． よって、ノイズ除去特性を改善し，大電力を消費するこ
となく，この改善されたノイズ除去特性を達成できる比
率測定回路が必要とされている，さらに、測定回路全体
をポータブル測定装置に簡単に納められるようにするた
め、最少の数の素子を新たに付加するだけで、ノイズ除
去特性を改善する必要がある． したがって，本発明の目的は、これらの課應を達成でき
る比率測定回ＪＩ及び装置の提供にある。
［ｌｌＭを解決するための手段及び作用コ本発明によれ
ば、ノイズ除去特性の改善された比＊ｉｇ定回路が得ら
れる．二重スロープＡ／Ｄ変換器（即ち、比率針変換器
）は、低い電源電圧及び低い基準電圧で動作し，未知の
値のｊＩ１バラメ一夕に関連したＩｒｌ電圧に応答して
、このｖＢ１パラメータの未知の値を表す出力を発生す
る。ノイズ除去回路を比率針変換器及び第１パラメータ
に関連させる。このノイズ除去回ｊＩＬｔ、低電源電圧
に関連した高電源電圧で動作する．また，このノイズ除
去回路は，低い基準電圧に比例し、且つこの基準電圧よ
り高い（スケール・アップした）電圧を発生すると共に
、この高くなった電圧を第１パラメータに作用させて、
この第１パラメータのパラメータ電圧を発生させる。こ
のパラメータ電圧を低下（スケール・ダウン）させて、
第１電圧とする． また、本発明によれば、ノイズ除去回路は、スケール・
アップした電圧を発生する第１増幅器と、パラメータ電
圧を緩衝させる＄２増輻器とを具えている。このｗ１ｗ
したパラメータ電圧を分圧器に供給して、第１電圧を発
生する．第１増＃ｉ器の利得及び分圧器の入出力比は，
反比例する。この第１電圧を比率計変換器に供給する．
比率計変換器は，所定期間だけ一方向に第１電圧を積分
し，その後，この第１電圧の積分とは逆方向に、低基準
電圧及び第１電圧の差を積分して、前に積分した値を変
化（即ち、逆積分）させる。前に積分した値を所定値に
変化させる時間（即ち、逆積分時間）は，第１パラメー
タの未知の値に比例する。
ば、ノイズ除去特性の改善された比＊ｉｇ定回路が得ら
れる．二重スロープＡ／Ｄ変換器（即ち、比率針変換器
）は、低い電源電圧及び低い基準電圧で動作し，未知の
値のｊＩ１バラメ一夕に関連したＩｒｌ電圧に応答して
、このｖＢ１パラメータの未知の値を表す出力を発生す
る。ノイズ除去回路を比率針変換器及び第１パラメータ
に関連させる。このノイズ除去回ｊＩＬｔ、低電源電圧
に関連した高電源電圧で動作する．また，このノイズ除
去回路は，低い基準電圧に比例し、且つこの基準電圧よ
り高い（スケール・アップした）電圧を発生すると共に
、この高くなった電圧を第１パラメータに作用させて、
この第１パラメータのパラメータ電圧を発生させる。こ
のパラメータ電圧を低下（スケール・ダウン）させて、
第１電圧とする． また、本発明によれば、ノイズ除去回路は、スケール・
アップした電圧を発生する第１増幅器と、パラメータ電
圧を緩衝させる＄２増輻器とを具えている。このｗ１ｗ
したパラメータ電圧を分圧器に供給して、第１電圧を発
生する．第１増＃ｉ器の利得及び分圧器の入出力比は，
反比例する。この第１電圧を比率計変換器に供給する．
比率計変換器は，所定期間だけ一方向に第１電圧を積分
し，その後，この第１電圧の積分とは逆方向に、低基準
電圧及び第１電圧の差を積分して、前に積分した値を変
化（即ち、逆積分）させる。前に積分した値を所定値に
変化させる時間（即ち、逆積分時間）は，第１パラメー
タの未知の値に比例する。
さらに，本発明によれば，第１及び第２増幅器は，演算
増幅器である。第１演算増幅器の利得は，第１抵抗器対
で決まり、分圧器を１！２抵抗器対で構戒する。第１抵
抗器対の比は、第２抵抗器対の比にほぼ等しい。
増幅器である。第１演算増幅器の利得は，第１抵抗器対
で決まり、分圧器を１！２抵抗器対で構戒する。第１抵
抗器対の比は、第２抵抗器対の比にほぼ等しい。
また、本発明によれば、電圧乗算器（マルチプライア）
は、低電源電圧を乗算して，その結果得られる高電源電
圧をノイズ除去回路内の第１及び１２演算増＠器の電源
入力端に供給する。このノイズ除去回路のダイナミック
・レンジは、比率計変換器よりも広い．第１及びｊｌ２
演算増幅器は、比較的消費電力の低いＣＭＯＳ演算増幅
器である。
は、低電源電圧を乗算して，その結果得られる高電源電
圧をノイズ除去回路内の第１及び１２演算増＠器の電源
入力端に供給する。このノイズ除去回路のダイナミック
・レンジは、比率計変換器よりも広い．第１及びｊｌ２
演算増幅器は、比較的消費電力の低いＣＭＯＳ演算増幅
器である。
本発明によれば、改善されたバッテリ郭動のポータブル
比率測定装置が得られる。比率計変換器に結合したノイ
ズ除去回路により．Ｓ定装置の信号対ノイズ比が良くな
る。スケール・アップした電圧を未知の値の第１パラメ
ータに作用させ、この第１パラメータのパラメータ電圧
を発生する。
比率測定装置が得られる。比率計変換器に結合したノイ
ズ除去回路により．Ｓ定装置の信号対ノイズ比が良くな
る。スケール・アップした電圧を未知の値の第１パラメ
ータに作用させ、この第１パラメータのパラメータ電圧
を発生する。
ノイズ除去回路は、このパラメータ電圧を分圧し、比率
計変換器に供給する第１Ｉ電圧を発生する。比率計変換
器は，この第１電圧に応答して、第１パラメータの値を
表す出力を発生する。
計変換器に供給する第１Ｉ電圧を発生する。比率計変換
器は，この第１電圧に応答して、第１パラメータの値を
表す出力を発生する。
また、本発明によれば、パラメータ電圧をフィルタに供
給して、ノイズ或分をろ波する。このろ波したパラメー
タ電圧をスケール・ダウンして、比率計変換器に供給す
る。よって、比率測定回路の信号対ノイズ比が更に改善
される． 上述より容易に理解できる如く、本発明は、バッテリ駆
動のポータブル測定装置に好適な比率測定回路を提供す
る。本発明の比率測定回路は、素子の数が非常の少なく
、別に必要とする消費電力が最少であるノイズ除去回路
を含んでおり、測定回路のノイズ除去特性を改善できる
． 本発明の上述及びその他の利点は、添付図を参照した以
下の詳細説明より容易に理解できよう。
給して、ノイズ或分をろ波する。このろ波したパラメー
タ電圧をスケール・ダウンして、比率計変換器に供給す
る。よって、比率測定回路の信号対ノイズ比が更に改善
される． 上述より容易に理解できる如く、本発明は、バッテリ駆
動のポータブル測定装置に好適な比率測定回路を提供す
る。本発明の比率測定回路は、素子の数が非常の少なく
、別に必要とする消費電力が最少であるノイズ除去回路
を含んでおり、測定回路のノイズ除去特性を改善できる
． 本発明の上述及びその他の利点は、添付図を参照した以
下の詳細説明より容易に理解できよう。
［実施例］
比率測定回路は、既知のパラメータ及び未知のパラメー
タの比を求めることにより、この未知のパラメータの値
を測定する。 本発明の比率測定回路に、従来の二重
スロープＡ／Ｄ変換器を用いることができる。二重スロ
ープＡ／Ｄ変換器を一般に比率針変換器と呼ぶので、本
明細書でも，以下、比率計変換器と呼ぶ。比率針変換器
は、消費電力が比較的低いので，バッテリ恥動ポータブ
ル測定装置のように利用可能な電力が限られた測定回路
には、この比率計変換器は一般的である。
タの比を求めることにより、この未知のパラメータの値
を測定する。 本発明の比率測定回路に、従来の二重
スロープＡ／Ｄ変換器を用いることができる。二重スロ
ープＡ／Ｄ変換器を一般に比率針変換器と呼ぶので、本
明細書でも，以下、比率計変換器と呼ぶ。比率針変換器
は、消費電力が比較的低いので，バッテリ恥動ポータブ
ル測定装置のように利用可能な電力が限られた測定回路
には、この比率計変換器は一般的である。
簡略化した回路図である添付図は，本発明の好適な実施
例による比率測定回路を示す。この図賑特定のアプリケ
ーションとして、抵抗値が測定パラメータである比率測
定回路を示している。よって、この図では、既知のパラ
メータは． Ｒｒｅｆで表す抵抗器であり、未知のパ
ラメータは、ＲＸで表す抵抗器である。しかし、コンダ
クタンスも測定できることが理解できよう。よって、本
発明の比率測定回路は，抵抗値測定に限定して構成され
るものではない。
例による比率測定回路を示す。この図賑特定のアプリケ
ーションとして、抵抗値が測定パラメータである比率測
定回路を示している。よって、この図では、既知のパラ
メータは． Ｒｒｅｆで表す抵抗器であり、未知のパ
ラメータは、ＲＸで表す抵抗器である。しかし、コンダ
クタンスも測定できることが理解できよう。よって、本
発明の比率測定回路は，抵抗値測定に限定して構成され
るものではない。
この測定回路は、ノイズ除去回路１２に結合した従来の
比率針変換器１ｏを具えている．このノイズ除去回路工
２は、上述の如きＲ ｒｅｆ及びＲｘにも結合している
。なお、ＲＸＬＬ［定すべき未知の抵抗値である。後述
より理解できる如く、ノイズ除去回路１２は、スケール
・アップした電圧を回路パラメータに作用させ、その結
果の電圧をスケール・ダウンし、このスケール・ダウン
した電圧を比率計変換器に供給することにより、比率測
定回路の信号対ノイズ比を改善している。その結果，測
定回路のノイズ除去特性が改善される。
比率針変換器１ｏを具えている．このノイズ除去回路工
２は、上述の如きＲ ｒｅｆ及びＲｘにも結合している
。なお、ＲＸＬＬ［定すべき未知の抵抗値である。後述
より理解できる如く、ノイズ除去回路１２は、スケール
・アップした電圧を回路パラメータに作用させ、その結
果の電圧をスケール・ダウンし、このスケール・ダウン
した電圧を比率計変換器に供給することにより、比率測
定回路の信号対ノイズ比を改善している。その結果，測
定回路のノイズ除去特性が改善される。
さらに、ノイズ除去回路１２は 用いる素子の数が非常
に少なく、消費電力も少ない。これにより、バッテリ駆
動のポータブル測定装置には、最適である． この図に示すノイズ除去回路１２ぱ、２個のＣＭＯＳ演
算増幅器ＯＡＩ及び○Ａ２、４個の抵抗器Ｒ１．Ｒ２、
Ｒ３及びＲ４、電圧乗算器１４を具えている．ノイズ除
去回ｌ＆１２の別の実施例では、フィルタ１８を設けて
もよい．このフィルタ１８は、添付図では点線で示して
おり、詳細は後述する。
に少なく、消費電力も少ない。これにより、バッテリ駆
動のポータブル測定装置には、最適である． この図に示すノイズ除去回路１２ぱ、２個のＣＭＯＳ演
算増幅器ＯＡＩ及び○Ａ２、４個の抵抗器Ｒ１．Ｒ２、
Ｒ３及びＲ４、電圧乗算器１４を具えている．ノイズ除
去回ｌ＆１２の別の実施例では、フィルタ１８を設けて
もよい．このフィルタ１８は、添付図では点線で示して
おり、詳細は後述する。
電［１６は、電圧Ｖｃｃを発生する。このＶｃｃ電圧を
、比率計変換器１０に供給する。従来例においては、比
率針変換器１０は、Ｖｃｃの値を安定化させ、低電源電
圧±Ｖ’ｃｃを発生するので、比率針変換器１０は、こ
の士Ｖ’ｃｃ電圧で動作する。
、比率計変換器１０に供給する。従来例においては、比
率針変換器１０は、Ｖｃｃの値を安定化させ、低電源電
圧±Ｖ’ｃｃを発生するので、比率針変換器１０は、こ
の士Ｖ’ｃｃ電圧で動作する。
例えば、Ｖｃｃが９ボルトならば． Ｖ”ｃｃ電圧は
±３ボルトでもよい。本発明のこの好適実施例によれば
、電圧乗算［１１４は、正Ｖ’ｃｃ電圧（即ち、＋Ｖ’
ｃｃ）を乗算して，高電源電圧ＶＡを発生する。上述の
例の場合、ＶＡは１２ボルトでもよい。
±３ボルトでもよい。本発明のこの好適実施例によれば
、電圧乗算［１１４は、正Ｖ’ｃｃ電圧（即ち、＋Ｖ’
ｃｃ）を乗算して，高電源電圧ＶＡを発生する。上述の
例の場合、ＶＡは１２ボルトでもよい。
このＶ＾を演算増幅器ＯＡＩ及びＯＡ２の正電源入力端
に供給する。
に供給する。
基準電圧Ｖ ＲＥＦを比率計変換器１ｏの入力端の１つ
及び演算増幅器ＯＡＩの非反転入力端に供給する。好適
には、ＶＲＥＦの値は、例えば、１ボルトの低い値であ
る。比率針変換器の典型的な低電源条件により、低電源
電圧及び低基準電圧を比率計変換器１０に用いる． 添付図に示し、上述した如く、ＶＡを演算増幅１１０Ａ
Ｉ及びＯＡ２の正電源入力端に供給する。
及び演算増幅器ＯＡＩの非反転入力端に供給する。好適
には、ＶＲＥＦの値は、例えば、１ボルトの低い値であ
る。比率針変換器の典型的な低電源条件により、低電源
電圧及び低基準電圧を比率計変換器１０に用いる． 添付図に示し、上述した如く、ＶＡを演算増幅１１０Ａ
Ｉ及びＯＡ２の正電源入力端に供給する。
これら演算増幅器ＯＡＩ及びＯＡ２の負電源入力端は接
地する．演算増幅器ＯＡＩの出力端は、抵抗器Ｒ１及び
Ｒ ｒｅｆの一端に接続する。抵抗器Ｒ１の他端は、抵
抗１｝Ｒ２の一端及び演算増幅器ＯＡ１の反転入力端に
接続する。抵抗１ｉ１Ｒ２の他端は，接地する。抵抗器
Ｒｒｅｆの他端を抵抗器Ｒｘの一端及び演算増幅器ＯＡ
２の非反転入力端に接続する。抵抗器Ｒｘの他端は、接
地する。演算増幅器○Ａ２の出力端は、この増幅器○Ａ
２の反転入力端及び抵抗器Ｒ３の一端に接続する。この
抵抗器Ｒ３の他端は、抵抗器Ｒ４の一端及び比率計変換
器１０の他方の入力端に接続する。抵抗器Ｒ４の他端は
、接地する。
地する．演算増幅器ＯＡＩの出力端は、抵抗器Ｒ１及び
Ｒ ｒｅｆの一端に接続する。抵抗器Ｒ１の他端は、抵
抗１｝Ｒ２の一端及び演算増幅器ＯＡ１の反転入力端に
接続する。抵抗１ｉ１Ｒ２の他端は，接地する。抵抗器
Ｒｒｅｆの他端を抵抗器Ｒｘの一端及び演算増幅器ＯＡ
２の非反転入力端に接続する。抵抗器Ｒｘの他端は、接
地する。演算増幅器○Ａ２の出力端は、この増幅器○Ａ
２の反転入力端及び抵抗器Ｒ３の一端に接続する。この
抵抗器Ｒ３の他端は、抵抗器Ｒ４の一端及び比率計変換
器１０の他方の入力端に接続する。抵抗器Ｒ４の他端は
、接地する。
添付図から容易に理解できるように、抵抗器Ｒ１及びＲ
２が演算増幅器ＯＡＩの利得を定める．同様に、抵抗器
Ｒ３及びＲ４は、演算増幅器ＯＡ２の出力を分圧する分
圧器を構成する。本発明のこの好適な実施例によれば，
抵抗器Ｒ１及びＲ２の値の比は、抵抗１１Ｒ３及びＲ４
の値の比にほぼ等しい。この関係の意味は，後述より明
らかになろう。
２が演算増幅器ＯＡＩの利得を定める．同様に、抵抗器
Ｒ３及びＲ４は、演算増幅器ＯＡ２の出力を分圧する分
圧器を構成する。本発明のこの好適な実施例によれば，
抵抗器Ｒ１及びＲ２の値の比は、抵抗１１Ｒ３及びＲ４
の値の比にほぼ等しい。この関係の意味は，後述より明
らかになろう。
ノイズ除去回路１２は、次のように動作する。
演算増幅器ＯＡＩは、基準電圧Ｒ ＲＥＦを増幅して、
スケール・アップした電圧ＶＳＩを発生する。一例とし
て，゜演算増幅器ＯＡＩの利得が１０になるように、抵
抗器Ｒｌ及びＲ２の値を選択する。この例では、電圧Ｖ
ＳＩの値は、電圧Ｖ ＲＥＦの値の１０倍である．異な
る値の抵抗器Ｒ１及びＲ２により、異なる値の電圧ＶＳ
Ｉが得られるのは明かである。
スケール・アップした電圧ＶＳＩを発生する。一例とし
て，゜演算増幅器ＯＡＩの利得が１０になるように、抵
抗器Ｒｌ及びＲ２の値を選択する。この例では、電圧Ｖ
ＳＩの値は、電圧Ｖ ＲＥＦの値の１０倍である．異な
る値の抵抗器Ｒ１及びＲ２により、異なる値の電圧ＶＳ
Ｉが得られるのは明かである。
この電圧ＶＳＩを直列接続抵抗器Ｒｒｅｆ及びＲｘに供
給する。なお、上述の如＜．Ｒスは、測定すべき未知の
値である。パラメータ電圧ｖｘが抵抗器Ｒｘの両端に発
生する．電圧■ｘの値は、抵抗器Ｒｘの値に関連する。
給する。なお、上述の如＜．Ｒスは、測定すべき未知の
値である。パラメータ電圧ｖｘが抵抗器Ｒｘの両端に発
生する．電圧■ｘの値は、抵抗器Ｒｘの値に関連する。
演算増幅器ＯＡ２は、緩衝増＠ｍ （バノファ）として
作用し、ａ緩衝ｔ，た電圧■ｘを抵抗器Ｒ３及びＲ４の
分圧器に供給する．分圧された電圧は，抵抗器Ｒ３及び
Ｒ４のノードに発生する。上述の如く、抵抗器Ｒ３及び
Ｒ４の値の比と抵抗器Ｒ１及びＲ２の値の比とは、ほぼ
等しい．よって、電圧ｖＳ１にスケール・アップした係
数と同じ係数により、スケール・ダウンされたのが電圧
ＶＳ２である。すなわち、上述の例では、電圧ｖｘは、
係数１０だけスケール・ダウンされて、電圧ＶＳ２にな
る． 従来方法では、比率計変換器１０は、ＶＳ２を一方の方
向に積分した後、他方の方向に電圧Ｖ ＲＥＦ及びＶＳ
２の差を積分して、前に積分した値を変化、即ち、逆積
分する．前に積分した値を所定値、例えばゼロまで変化
させるのにかかる時間を、本明細書では、逆積分時間と
呼ぶ。この逆積分時間が、抵抗器Ｒｘの値を表す。出力
信号Ｖ ＯＵＴが比率計変換４１１０の出力端に発生し
、この出力信号が抵抗器レベルの値を表す。比率計（即
ち、二重スロープＡ／Ｄ）変換器の動作は、当業者に周
知なので，これ以上の説明は省略する。
作用し、ａ緩衝ｔ，た電圧■ｘを抵抗器Ｒ３及びＲ４の
分圧器に供給する．分圧された電圧は，抵抗器Ｒ３及び
Ｒ４のノードに発生する。上述の如く、抵抗器Ｒ３及び
Ｒ４の値の比と抵抗器Ｒ１及びＲ２の値の比とは、ほぼ
等しい．よって、電圧ｖＳ１にスケール・アップした係
数と同じ係数により、スケール・ダウンされたのが電圧
ＶＳ２である。すなわち、上述の例では、電圧ｖｘは、
係数１０だけスケール・ダウンされて、電圧ＶＳ２にな
る． 従来方法では、比率計変換器１０は、ＶＳ２を一方の方
向に積分した後、他方の方向に電圧Ｖ ＲＥＦ及びＶＳ
２の差を積分して、前に積分した値を変化、即ち、逆積
分する．前に積分した値を所定値、例えばゼロまで変化
させるのにかかる時間を、本明細書では、逆積分時間と
呼ぶ。この逆積分時間が、抵抗器Ｒｘの値を表す。出力
信号Ｖ ＯＵＴが比率計変換４１１０の出力端に発生し
、この出力信号が抵抗器レベルの値を表す。比率計（即
ち、二重スロープＡ／Ｄ）変換器の動作は、当業者に周
知なので，これ以上の説明は省略する。
電圧ＶＳＩの値は、電圧Ｖ ＲＥＦの値よりも大きいの
で， Ｒｒｅｆ及びＲｘのパラメータにょり構戒され
た回路に存在するノイズに対する電圧ＶＳＩの比（即ち
２ 信号対ノイズ比）は、電圧ＶＲＥＦを抵抗１１ａＲ
ｒｅｆ及びＲｘに直接供給した場合よりも、改善される
。さらに、抵抗器Ｒ３及びＲ４は、パラメータ電圧ｖＸ
をスケール・ダウンするので、増輻された（即ち、スケ
ール・アップされた）パラメータ電圧が比率計変換器１
０に供給されることはない。その代わり、スケール・ダ
ウンされたパラメータ電圧ＶＳ２が比率計変換器１ｏに
供給される。上述の例では，ノイズを除去する測定回路
の機能が２０ｄＢ改善される。よって、後述から理解さ
れる如く，ノイズ除去回！ａ１２は、消費電カを大幅に
増加させることなく、比率測定回路のノイズ除去を改善
する。
で， Ｒｒｅｆ及びＲｘのパラメータにょり構戒され
た回路に存在するノイズに対する電圧ＶＳＩの比（即ち
２ 信号対ノイズ比）は、電圧ＶＲＥＦを抵抗１１ａＲ
ｒｅｆ及びＲｘに直接供給した場合よりも、改善される
。さらに、抵抗器Ｒ３及びＲ４は、パラメータ電圧ｖＸ
をスケール・ダウンするので、増輻された（即ち、スケ
ール・アップされた）パラメータ電圧が比率計変換器１
０に供給されることはない。その代わり、スケール・ダ
ウンされたパラメータ電圧ＶＳ２が比率計変換器１ｏに
供給される。上述の例では，ノイズを除去する測定回路
の機能が２０ｄＢ改善される。よって、後述から理解さ
れる如く，ノイズ除去回！ａ１２は、消費電カを大幅に
増加させることなく、比率測定回路のノイズ除去を改善
する。
上述の如く、電圧乗算器１４は、電圧ｖ’ｃｃをブート
し（上昇させ）、高電源電圧ＶＡを発生する。よって、
演算増幅器○Ａ１及びＯＡ２のダイナミック・レンジは
、電圧ＶＡよりもゎずがに狭い．一方、比率計変換器ｌ
ｏ内の演算増幅器（図示せず）は、電圧±ｖ’ｃｃで動
作するので，そのダイナミック・レンジは、電圧±ｖ’
ｃｃよりもわずかに狭い。その結果、比率計変換器１０
内の演算増幅器のダイナミック・レンジは，演算増第１
器ＯＡＩ及びＯＡ２のダイナミック・レンジよりも狭い
。当業者には周知の如く，素子の消費電力は、その素子
のダイナミック・レンジに関連する。特に，素子のダイ
ナミック・レンジが広がると、その素子の消費電力も増
加する．よって，本発明の好適な実施例においては、比
率計変換器１０の消費電力は，比較的小さい，さらに、
演算増＠器ＯＡ１及びＯＡ２のダイナミック・レンジが
比率計変換１６１０よりも広いので，比率計変換器１０
内の演算増幅器よりも消費電力が大きくても、演算増幅
器ＯＡＩ及びＯＡ２のＣＭＯ Ｓ 第１造により、比較
的低電力レベルで動作可能である。よって、消費電力が
最少の増加で，比率測定回路でのノイズ除去特性を改善
できる。
し（上昇させ）、高電源電圧ＶＡを発生する。よって、
演算増幅器○Ａ１及びＯＡ２のダイナミック・レンジは
、電圧ＶＡよりもゎずがに狭い．一方、比率計変換器ｌ
ｏ内の演算増幅器（図示せず）は、電圧±ｖ’ｃｃで動
作するので，そのダイナミック・レンジは、電圧±ｖ’
ｃｃよりもわずかに狭い。その結果、比率計変換器１０
内の演算増幅器のダイナミック・レンジは，演算増第１
器ＯＡＩ及びＯＡ２のダイナミック・レンジよりも狭い
。当業者には周知の如く，素子の消費電力は、その素子
のダイナミック・レンジに関連する。特に，素子のダイ
ナミック・レンジが広がると、その素子の消費電力も増
加する．よって，本発明の好適な実施例においては、比
率計変換器１０の消費電力は，比較的小さい，さらに、
演算増＠器ＯＡ１及びＯＡ２のダイナミック・レンジが
比率計変換１６１０よりも広いので，比率計変換器１０
内の演算増幅器よりも消費電力が大きくても、演算増幅
器ＯＡＩ及びＯＡ２のＣＭＯ Ｓ 第１造により、比較
的低電力レベルで動作可能である。よって、消費電力が
最少の増加で，比率測定回路でのノイズ除去特性を改善
できる。
本発明の他の実施例では、上述の如く，ノイズ・フィル
タ１８をノイズ除去回ｊ１１２に付加してもよい。特に
、受動型低域通過フィルタでもよいフィルタ１８を抵抗
器Ｒ ｒｅｆ及びＲｘのノードと演算増幅［｝ＯＡ２の
非反転入力端との間に接続する。パラメータ電圧■ｘを
フィルタ１８の入力端に供給すると、このフィルタは、
電圧ｖｘをろ波し，この電圧ｖｘから少なくとも部分的
にノイズ戒分を除去する。ろ波された電圧Ｖ′ｘがフィ
ルタ１８の出力端に生じ、これを演算増幅器ＯＡ２の非
反転入力端に供給する。電圧■′ｘは，抵抗器Ｒ３及び
Ｒ４によりスケール・ダウンされて、電圧ＶＳ２になる
。この電圧ＶＳ２を上述の如く比率計変換１１１０に供
給する。
タ１８をノイズ除去回ｊ１１２に付加してもよい。特に
、受動型低域通過フィルタでもよいフィルタ１８を抵抗
器Ｒ ｒｅｆ及びＲｘのノードと演算増幅［｝ＯＡ２の
非反転入力端との間に接続する。パラメータ電圧■ｘを
フィルタ１８の入力端に供給すると、このフィルタは、
電圧ｖｘをろ波し，この電圧ｖｘから少なくとも部分的
にノイズ戒分を除去する。ろ波された電圧Ｖ′ｘがフィ
ルタ１８の出力端に生じ、これを演算増幅器ＯＡ２の非
反転入力端に供給する。電圧■′ｘは，抵抗器Ｒ３及び
Ｒ４によりスケール・ダウンされて、電圧ＶＳ２になる
。この電圧ＶＳ２を上述の如く比率計変換１１１０に供
給する。
本発明の更に他の実施例によれば、電圧乗算器１４は２
Ｉ１の電圧乗算器（図示せず）を具えている．一方の乗
算器は、正電圧（例えば、＋Ｖ’ＣＣ）を乗算し、他方
の乗算器は、負電圧（例えば，ｖ’ｃｃ）を乗算する。
Ｉ１の電圧乗算器（図示せず）を具えている．一方の乗
算器は、正電圧（例えば、＋Ｖ’ＣＣ）を乗算し、他方
の乗算器は、負電圧（例えば，ｖ’ｃｃ）を乗算する。
すなわち、この実施例においては、電圧乗算１１１４が
正及び負の電源電圧、即ち．±ＶＡを発生する．正電圧
ＶＡを演算増幅器ＯＡＩ及びＯＡ２の正電源入力端に供
給し、負電圧−ＶＡをこれら演算増＠器の負電源入力端
に供給する。よって、演算増幅器ＯＡＩ及びＯＡ２のダ
イナミック・レンジは、±ＶＡよりもわずかに狭いもの
になる。
正及び負の電源電圧、即ち．±ＶＡを発生する．正電圧
ＶＡを演算増幅器ＯＡＩ及びＯＡ２の正電源入力端に供
給し、負電圧−ＶＡをこれら演算増＠器の負電源入力端
に供給する。よって、演算増幅器ＯＡＩ及びＯＡ２のダ
イナミック・レンジは、±ＶＡよりもわずかに狭いもの
になる。
あるアプリケーションでは、二重電源電圧（即ち，±Ｖ
Ａ）を用いることにより、ノイズ除去口路１２の性能が
改善される。例えば、抵抗器Ｒｘ、即ち，電圧■ｘが低
い値で、交流ノイズ成分の値が高ければ，演算増幅器Ｏ
Ａ２の出力は、負に引き込まれるかもしれない。かかる
状態において、演算増幅器ＯＡ２が二重電源電圧（即ち
、±ＶＡ）の代わりに単一電源電圧（即ち、ＶＡ）で動
作しているとすると、演算増幅器ＯＡ２は、その出力を
クリップするので、ノイズ除去回路ｌ２の精度が低下す
る。しかし、二重電源電圧を利用することにより、ノイ
ズ除去回路１２の消費電力が増加するが、ノイズ除去回
路１２の精度を改善できる。
Ａ）を用いることにより、ノイズ除去口路１２の性能が
改善される。例えば、抵抗器Ｒｘ、即ち，電圧■ｘが低
い値で、交流ノイズ成分の値が高ければ，演算増幅器Ｏ
Ａ２の出力は、負に引き込まれるかもしれない。かかる
状態において、演算増幅器ＯＡ２が二重電源電圧（即ち
、±ＶＡ）の代わりに単一電源電圧（即ち、ＶＡ）で動
作しているとすると、演算増幅器ＯＡ２は、その出力を
クリップするので、ノイズ除去回路ｌ２の精度が低下す
る。しかし、二重電源電圧を利用することにより、ノイ
ズ除去回路１２の消費電力が増加するが、ノイズ除去回
路１２の精度を改善できる。
上述の如く、バッテリ脂動ポータブル測定ｉｔでは、消
費電力が増加するのは望ましくない。
費電力が増加するのは望ましくない。
本発明の好適な実施例について図示し、説明したが、本
発明の要旨を逸脱することなく種々の変更が可能である
。例えば、電圧乗算器１４ｔｔなくし，電圧ｖ’ｃｃと
独立した高電源電圧を演算増幅１１０Ａ１及び○Ａ２に
供給してもよい。また、ノイズ・フィルタを用い、二重
電源電圧を利用するならば、このフィルタは，適切に設
計した能動フィルタでもよい。よって、本発明は、本明
細書で限定的に説明した以外にも実現することができる
。
発明の要旨を逸脱することなく種々の変更が可能である
。例えば、電圧乗算器１４ｔｔなくし，電圧ｖ’ｃｃと
独立した高電源電圧を演算増幅１１０Ａ１及び○Ａ２に
供給してもよい。また、ノイズ・フィルタを用い、二重
電源電圧を利用するならば、このフィルタは，適切に設
計した能動フィルタでもよい。よって、本発明は、本明
細書で限定的に説明した以外にも実現することができる
。
［発明の効果］
上述の如く、本発明の比率測定回路及び装置によれば、
被測定パラメータがノイズの多い環境にあっても、この
被測定パラメータに与える基準電圧を上昇して、その値
を大きくすることにより、被測定パラメータから得られ
るパラメータ電圧の信号対ノイズ比を改善している。こ
のパラメータ電圧を比率計変換器に供給する前に、基準
電圧を増幅した計数で分圧するので、比率変換器に供給
されるパラメータ電圧は、基準電圧を被測定パラメータ
に直接供給したものと同じになり、測定に問題はない。
被測定パラメータがノイズの多い環境にあっても、この
被測定パラメータに与える基準電圧を上昇して、その値
を大きくすることにより、被測定パラメータから得られ
るパラメータ電圧の信号対ノイズ比を改善している。こ
のパラメータ電圧を比率計変換器に供給する前に、基準
電圧を増幅した計数で分圧するので、比率変換器に供給
されるパラメータ電圧は、基準電圧を被測定パラメータ
に直接供給したものと同じになり、測定に問題はない。
よって、ノイズ除去特性を改善できる。また、比率計変
換器は低い電圧で動作し、また、ノイズ除去回路にＣＭ
ＯＳ演算増幅器を用いることにより、消費電力を増やす
ことなく、ノイズ除去特性を改善できる。また、最少の
素子を付加するのみで、ノイズ除去特性を改善できるの
で、測定回路全体をポータブル測定装置に簡単に納める
ことができる。
換器は低い電圧で動作し、また、ノイズ除去回路にＣＭ
ＯＳ演算増幅器を用いることにより、消費電力を増やす
ことなく、ノイズ除去特性を改善できる。また、最少の
素子を付加するのみで、ノイズ除去特性を改善できるの
で、測定回路全体をポータブル測定装置に簡単に納める
ことができる。
添付図は、本発明の好適な実施例による比率測定回路の
簡略化した回路図である。 １０：比率計変換器（二重スロープＡ／Ｄ変換器） １ ２ ： ｌ ４ ： １ ６ ： ｌ ８ ： ＯＡＩ、 Ｒ １、 ノイズ除去回路 電圧乗算器 電源 フィルタ ＯＡ２：演算増幅器
簡略化した回路図である。 １０：比率計変換器（二重スロープＡ／Ｄ変換器） １ ２ ： ｌ ４ ： １ ６ ： ｌ ８ ： ＯＡＩ、 Ｒ １、 ノイズ除去回路 電圧乗算器 電源 フィルタ ＯＡ２：演算増幅器
Claims (22)
- （１）低電源電圧及び低基準電圧で動作し、第１パラメ
ータの未知の値に関連した第１電圧に応答して、この第
１パラメータの未知の値を表す出力を発生する二重スロ
ープ・アナログ・デジタル変換器と、 該二重スロープ・アナログ・デジタル変換器及び上記第
１パラメータに関連し、信号対ノイズ比を改善するノイ
ズ除去回路とを具え、 該ノイズ除去回路は、上記低電源電圧で動作し、上記低
基準電圧よりも高く、該低基準電圧に比例する電圧を発
生し、この電圧を上記第１パラメータに作用させ、該第
１パラメータに応じたパラメータ電圧を発生させ、この
パラメータ電圧を分圧して上記第１電圧とすることを特
徴とする比率測定回路。 - （２）上記ノイズ除去回路は、上記低基準電圧を増幅し
、この増幅とほぼ同じ係数で上記パラメータ電圧を分圧
することを特徴とする請求項１記載の比率測定回路。 - （３）上記ノイズ除去回路は、 上記二重スロープ・アナログ・デジタル変換器に結合さ
れ、上記低基準電圧を受けて上記高い電圧を発生する第
１増幅器と、 上記第１パラメータに関連し、上記パラメータ電圧を受
けて、緩衝されたパラメータ電圧を発生する第２増幅器
と、 上記第２増幅器及び上記二重スロープ・アナログ・デジ
タル変換器に結合され、上記緩衝されたパラメータ電圧
を分圧して上記第１電圧を発生する分圧器と を有することを特徴とする請求項２記載の比率測定回路
。 - （４）上記第１増幅器の利得は、第１比率の第１抵抗器
対により決まり、上記分圧器は、第２比率の第２抵抗器
対を有することを特徴とする請求項３記載の比率測定回
路。 - （５）上記第１抵抗器対の第１比率は、上記第２抵抗器
対の第２比率にほぼ等しいことを特徴とする請求項４記
載の比率測定回路。 - （６）上記第１及び第２増幅器は、演算増幅器であるこ
とを特徴とする請求項５記載の比率測定回路。 - （７）上記演算増幅器は、ＣＭＯＳ演算増幅器であるこ
とを特徴とする請求項６記載の比率測定回路。 - （８）上記ノイズ除去回路は、上記低電源電圧の値を上
昇させて高電源電圧を発生させると共に、この高電源電
圧を上記演算増幅器に供給する電圧手段を更に有するこ
とを特徴とする請求項６記載の比率測定回路。 - （９）上記電圧手段は、上記高電源電圧を発生する電圧
乗算器を有することを特徴とする請求項８記載の比率測
定回路。 - （１０）上記演算増幅器は、ＣＭＯＳ演算増幅器である
ことを特徴とする請求項９記載の比率測定回路。 - （１１）フィルタを上記第１パラメータに関連させ、上
記パラメータ電圧からノイズ成分をろ波することを特徴
とする請求項６記載の比率測定回路。 - （１２）電圧を未知の値の第１パラメータ及び既知の値
の第２パラメータに与え、上記第１パラメータにより生
じるパラメータ電圧を発生させ、低電源電圧及び低基準
電圧で動作する比率計変換器に上記パラメータ電圧を供
給して、上記比率計変換器が上記第１パラメータの未知
の値を表す出力を発生することにより、電子回路パラメ
ータの比率測定を行うバッテリ駆動ポータブル比率測定
装置において、 上記比率計変換器並びに上記第１及び第２電子回路パラ
メータに関連し、上記低基準電圧を上昇させて該低基準
電圧よりも高く該低基準電圧に比例する値の電圧を発生
し、上記上昇させた電圧を上記第１及び第２パラメータ
に与えて上記第１パラメータによる上記パラメータ電圧
を発生させ、このパラメータ電圧を分圧し、上記第１パ
ラメータの未知の値に関連した上記分圧電圧を上記比率
計変換器に供給することにより、信号対ノイズ比を改善
するノイズ除去回路を設けたことを特徴とする比率測定
装置。 - （１３）上記ノイズ除去回路は、上記低基準電圧を増幅
し、この増幅とほぼ同じ係数で上記パラメータ電圧を分
圧することを特徴とする請求項１３記載の比率測定装置
。 - （１４）上記ノイズ除去回路は、 上記比率計変換器に結合され、上記低基準電圧を受けて
上記高い電圧を発生する第１増幅器と、上記第１及び第
２パラメータに関連し、上記パラメータ電圧を受けて、
緩衝されたパラメータ電圧を発生する第２増幅器と、 上記第２増幅器及び上記比率計変換器に結合され、上記
緩衝されたパラメータ電圧を分圧して上記第１パラメー
タの未知の値に比例する電圧を発生する分圧器と を有することを特徴とする請求項１３記載の比率測定装
置。 - （１５）上記第１増幅器の利得は、第１比率の第１抵抗
器対により決まり、上記分圧器は、第２比率の第２抵抗
器対を有することを特徴とする請求項１４記載の比率測
定装置。 - （１６）上記第１抵抗器対の第１比率は、上記第２抵抗
器対の第２比率にほぼ等しいことを特徴とする請求項１
３記載の比率測定装置。 - （１７）上記第１及び第２増幅器は、演算増幅器である
ことを特徴とする請求項１６記載の比率測定装置。 - （１８）上記演算増幅器は、ＣＭＯＳ演算増幅器である
ことを特徴とする請求項１７記載の比率測定装置。 - （１９）上記ノイズ除去回路は、上記低電源電圧の値を
上昇させて高電源電圧を発生させると共に、この高電源
電圧を上記演算増幅器に供給する電圧手段を更に有する
ことを特徴とする請求項１７記載の比率測定装置。 - （２０）上記電圧手段は、上記高電源電圧を発生する電
圧乗算器を有することを特徴とする請求項１９記載の比
率測定装置。 - （２１）上記演算増幅器は、ＣＭＯＳ演算増幅器である
ことを特徴とする請求項２０記載の比率測定装置。 - （２２）フィルタを上記第１及び第２パラメータに関連
させ、上記パラメータ電圧からノイズ成分をろ波するこ
とを特徴とする請求項１７記載の比率測定装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/430,308 US5028874A (en) | 1989-11-01 | 1989-11-01 | Ratiometric measurement circuit with improved noise rejection |
| US7/430,308 | 1989-11-01 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03209176A true JPH03209176A (ja) | 1991-09-12 |
| JPH06103328B2 JPH06103328B2 (ja) | 1994-12-14 |
Family
ID=23706967
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2276113A Expired - Lifetime JPH06103328B2 (ja) | 1989-11-01 | 1990-10-15 | 比率測定回路及び装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5028874A (ja) |
| EP (1) | EP0426297B1 (ja) |
| JP (1) | JPH06103328B2 (ja) |
| KR (1) | KR0161274B1 (ja) |
| CN (1) | CN1018484B (ja) |
| DE (1) | DE69014831T2 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2252829B (en) * | 1991-02-15 | 1994-10-19 | Crystal Semiconductor Corp | Method and apparatus for decreasing the interference and noise sensitivity of a ratiometric converter type of circuit |
| WO1999056085A1 (de) * | 1998-04-23 | 1999-11-04 | Siemens Aktiengesellschaft | Einrichtung zum ratiometrischen messen von sensorsignalen |
| KR100477643B1 (ko) * | 2002-04-10 | 2005-03-23 | 삼성전자주식회사 | 응답 속도 개선 장치 및 방법 |
| CN102035571B (zh) * | 2009-10-03 | 2014-01-08 | 瑞昱半导体股份有限公司 | 信号传收电路以及噪声抑制电路 |
| US8835779B2 (en) * | 2012-09-19 | 2014-09-16 | Honeywell International Inc. | Coordinated ratiometric compensation for high-precision load-cells |
| CN105577134B (zh) * | 2014-10-09 | 2019-05-07 | 瑞昱半导体股份有限公司 | 用于适应性校正阻抗匹配的传输线驱动电路 |
| CN105548752B (zh) * | 2015-12-09 | 2018-06-26 | 上海华岭集成电路技术股份有限公司 | 可提高激励信号信噪比的测试系统 |
| ITUB20160548A1 (it) | 2016-02-08 | 2017-08-08 | St Microelectronics Srl | Interfaccia di sensore resistivo |
| DE102017219016A1 (de) * | 2017-10-24 | 2019-04-25 | Continental Automotive Gmbh | Verfahren zum Betrieb eines Batteriesensors und Batteriesensor |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3895376A (en) * | 1971-10-26 | 1975-07-15 | Iwatsu Electric Co Ltd | Dual slope integrating analog to digital converter |
| GB1500695A (en) * | 1974-03-06 | 1978-02-08 | Solartron Electronic Group | Apparatus for producing an electrical output signal having a parameter which is linearly representative of the value of an unknown resistance |
| US4187459A (en) * | 1978-02-13 | 1980-02-05 | Automatic Systems Laboratories Limited | Digital measurement of impedance ratios |
| US4263653A (en) * | 1979-06-04 | 1981-04-21 | Bird Electronic Corporation | Digital RF wattmeter |
| US4608553A (en) * | 1981-05-11 | 1986-08-26 | Ormond A Neuman | Analog to digital converter without zero drift |
| US4748399A (en) * | 1986-04-21 | 1988-05-31 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Multichannel phase noise measurement system |
| DE3633791A1 (de) * | 1986-10-03 | 1988-04-14 | Endress Hauser Gmbh Co | Verfahren und anordnung zur messung des widerstandsverhaeltnisses an einer widerstands-halbbruecke |
-
1989
- 1989-11-01 US US07/430,308 patent/US5028874A/en not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-09-27 DE DE69014831T patent/DE69014831T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-09-27 EP EP90310551A patent/EP0426297B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-10-15 JP JP2276113A patent/JPH06103328B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1990-10-25 CN CN90108534A patent/CN1018484B/zh not_active Expired
- 1990-11-01 KR KR1019900017664A patent/KR0161274B1/ko not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR910010195A (ko) | 1991-06-29 |
| DE69014831D1 (de) | 1995-01-19 |
| CN1018484B (zh) | 1992-09-30 |
| DE69014831T2 (de) | 1995-04-27 |
| EP0426297B1 (en) | 1994-12-07 |
| EP0426297A3 (en) | 1992-03-18 |
| US5028874A (en) | 1991-07-02 |
| CN1051426A (zh) | 1991-05-15 |
| JPH06103328B2 (ja) | 1994-12-14 |
| KR0161274B1 (ko) | 1999-03-20 |
| EP0426297A2 (en) | 1991-05-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5959463A (en) | Semiconductor test apparatus for measuring power supply current of semiconductor device | |
| US5859561A (en) | Differential load amplifier for piezoelectric sensors | |
| JPH03209176A (ja) | 比率測定回路及び装置 | |
| CN100432682C (zh) | 电位固定装置及电位固定方法 | |
| JPH07109966B2 (ja) | 増幅回路 | |
| JP3356029B2 (ja) | 電気量検出回路 | |
| JP2660889B2 (ja) | 電源電流測定装置 | |
| RU2117304C1 (ru) | Инвариантный измерительный мост | |
| JP2993532B2 (ja) | ホイートストンブリッジ型ロードセルの励振回路 | |
| JPH023184Y2 (ja) | ||
| JPH01138433A (ja) | 半導体センサ回路 | |
| KR100335136B1 (ko) | 신호 변환 장치 | |
| JP2514235Y2 (ja) | 増幅回路 | |
| JP2529354B2 (ja) | 電圧変換回路 | |
| JPS62162927A (ja) | ロ−ドセル秤におけるスパン、零点、調整装置 | |
| JPS5931011B2 (ja) | 半導体集積線形回路の入力オフセツト電圧測定方法 | |
| SU572919A1 (ru) | Преобразователь напр жени в частотный сигнал | |
| JPH0129586Y2 (ja) | ||
| KR970068385A (ko) | 차동증폭기를 이용한 전화선로 시험장치 | |
| JPH0348449B2 (ja) | ||
| JPH0590964A (ja) | Ａ／ｄ変換装置 | |
| JPH0575684U (ja) | 電位差補正回路 | |
| JPS6046452A (ja) | 湿度検出回路 | |
| JPS6035274A (ja) | 電流測定回路 | |
| JPS6175268A (ja) | 実効値トランスデユ−サ |