JPH0320958B2 - - Google Patents
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- JPH0320958B2 JPH0320958B2 JP20012882A JP20012882A JPH0320958B2 JP H0320958 B2 JPH0320958 B2 JP H0320958B2 JP 20012882 A JP20012882 A JP 20012882A JP 20012882 A JP20012882 A JP 20012882A JP H0320958 B2 JPH0320958 B2 JP H0320958B2
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- power supply
- current
- loop current
- control
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04Q—SELECTING
- H04Q1/00—Details of selecting apparatus or arrangements
- H04Q1/18—Electrical details
- H04Q1/30—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents
- H04Q1/38—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using combinations of direct currents of different amplitudes or polarities over line conductors or combination of line conductors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
- Meter Arrangements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(a) 発明の技術分野
本発明は２線式の加入電話機等にループ状に通
話電流を供給する通話路装置の給電回路に係り、
特に課金パルスの生成のため通話中に該通話電流
の極性を反転する際、線路の音声信号に対して生
ずる雑音を減少させる所謂サイレントレバース制
御回路に関する。
話電流を供給する通話路装置の給電回路に係り、
特に課金パルスの生成のため通話中に該通話電流
の極性を反転する際、線路の音声信号に対して生
ずる雑音を減少させる所謂サイレントレバース制
御回路に関する。
(b) 技術の背景
デイジタル交換機等においては、収容する加入
電話機のループ状の通話電流は、加入者回路等の
通話路装置から供給される。然り公衆加入電話機
等を収容する通話路装置では、所定周期で短時間
（例えば約300ミリ秒間）前記通話電流の極性を反
転することにより生成される課金パルスを公衆電
話機に送り、投入貨幣を収納する必要がある。か
かる課金パルスの生成により発生する雑音が、音
声帯域の通話に与える影響を極力軽減する為に、
通話電流の極性反転には充分な過渡時間を持たせ
て緩慢に行う必要がある。かかる手段として前記
通話電流の給電回路の出力に低域濾波器を挿入す
ることも考慮されるが、該低域濾波器を構成する
線輪並びにコンデンサが大形かつ高価となる為に
実現性が乏しい。この解決策として、互いに極性
の反する通話電流を供給する給電回路を２組設
け、通常はその一方の給電回路から線路にループ
状に通話電流を供給し、該通話電流の極性を反転
する場合は、該一方の給電回路が供給中の通話電
流を漸減させ、同時に他方の給電回路の通話電流
を漸増させるように外部から制御するサイレント
レバース制御回路の試みがなされている。
電話機のループ状の通話電流は、加入者回路等の
通話路装置から供給される。然り公衆加入電話機
等を収容する通話路装置では、所定周期で短時間
（例えば約300ミリ秒間）前記通話電流の極性を反
転することにより生成される課金パルスを公衆電
話機に送り、投入貨幣を収納する必要がある。か
かる課金パルスの生成により発生する雑音が、音
声帯域の通話に与える影響を極力軽減する為に、
通話電流の極性反転には充分な過渡時間を持たせ
て緩慢に行う必要がある。かかる手段として前記
通話電流の給電回路の出力に低域濾波器を挿入す
ることも考慮されるが、該低域濾波器を構成する
線輪並びにコンデンサが大形かつ高価となる為に
実現性が乏しい。この解決策として、互いに極性
の反する通話電流を供給する給電回路を２組設
け、通常はその一方の給電回路から線路にループ
状に通話電流を供給し、該通話電流の極性を反転
する場合は、該一方の給電回路が供給中の通話電
流を漸減させ、同時に他方の給電回路の通話電流
を漸増させるように外部から制御するサイレント
レバース制御回路の試みがなされている。
(c) 従来技術の問題点
第１図はこの加入者回路のサイレントレバース
制御回路の従来の一例を示す。第１図において、
加入者回路は２組の給電回路FD１およびFD２
と、制御回路CTLとを有している。給電回路FD
１は、地気から通話線の線路Ｌ２に流出し、線路
Ｌ１から負の電源電圧V1（例えば−48ボルト）に
流入するループ電流i1を供給し、また、給電回路
FD２から線路Ｌ１，Ｌ２を経て前記電源電圧V1
に流入するループ電流i2を供給する。給電回路
FD１およびFD２は共に、第２図に例示される構
成を有し、トランジスタＱ１，Ｑ２の極性を除
き、線路Ｌ１とＬ２に対し対称的な構成を有す
る。以下に第２図の給電回路の動作を説明する。
まずダイオードＤ２，Ｄ３が無いものとして回路
の基本動作について述べる。あるループ電流IL
が、Ｄ４，Ｒ１２，Ｑ２，Ｌ２、図示しない電話
機、Ｌ１，Ｑ１，Ｒ８，Ｄ１を通して流れていた
とする。（厳密には抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ５，Ｒ
６を経由する電流もあるが、該抵抗を十分に高い
値に設定する事により無視できる。）抵抗Ｒ１２
の両端にはR12×ILの電圧が生ずる。この電圧
は、オペアンプOA２の負入力端−に印加され
る。オペアンプは通常動作をしている時には負入
力端−と正入力端＋の電圧は等しくなる性質があ
るため、OA２の正入力端＋は、抵抗Ｒ１２とト
ランジスタＱ２の接続点の電圧に等しい。抵抗Ｒ
１１に直流電流が流れないので、抵抗Ｒ１０とＲ
９の接続点の電圧にも等しくなる。抵抗Ｒ１０に
は、R12×IL／R10の電流が流れ、この電流はす
べて抵抗Ｒ９に流れることから、抵抗（R9＋
R10）の両端電圧は、IL×R12×（R9＋R10）／
R10となる。
制御回路の従来の一例を示す。第１図において、
加入者回路は２組の給電回路FD１およびFD２
と、制御回路CTLとを有している。給電回路FD
１は、地気から通話線の線路Ｌ２に流出し、線路
Ｌ１から負の電源電圧V1（例えば−48ボルト）に
流入するループ電流i1を供給し、また、給電回路
FD２から線路Ｌ１，Ｌ２を経て前記電源電圧V1
に流入するループ電流i2を供給する。給電回路
FD１およびFD２は共に、第２図に例示される構
成を有し、トランジスタＱ１，Ｑ２の極性を除
き、線路Ｌ１とＬ２に対し対称的な構成を有す
る。以下に第２図の給電回路の動作を説明する。
まずダイオードＤ２，Ｄ３が無いものとして回路
の基本動作について述べる。あるループ電流IL
が、Ｄ４，Ｒ１２，Ｑ２，Ｌ２、図示しない電話
機、Ｌ１，Ｑ１，Ｒ８，Ｄ１を通して流れていた
とする。（厳密には抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ５，Ｒ
６を経由する電流もあるが、該抵抗を十分に高い
値に設定する事により無視できる。）抵抗Ｒ１２
の両端にはR12×ILの電圧が生ずる。この電圧
は、オペアンプOA２の負入力端−に印加され
る。オペアンプは通常動作をしている時には負入
力端−と正入力端＋の電圧は等しくなる性質があ
るため、OA２の正入力端＋は、抵抗Ｒ１２とト
ランジスタＱ２の接続点の電圧に等しい。抵抗Ｒ
１１に直流電流が流れないので、抵抗Ｒ１０とＲ
９の接続点の電圧にも等しくなる。抵抗Ｒ１０に
は、R12×IL／R10の電流が流れ、この電流はす
べて抵抗Ｒ９に流れることから、抵抗（R9＋
R10）の両端電圧は、IL×R12×（R9＋R10）／
R10となる。
従つて抵抗Ｒ１２とダイオードＤ４の接続点と
トランジスタＱ２のコレクタとの間は、等価的に
R12×（R9＋R10）／R10で決定される抵抗とな
る。通常は200オームから400オーム程度に設定さ
れ、トランジスタＱ１側の回路も、トランジスタ
Ｑ２の側の回路と対称的に定数の設定が行われ
る。そして、２つの線路Ｌ１，Ｌ２の端Ａ−Ｂ間
には、電話機を含む加入者回線が接続されるが、
その抵抗値は加入者線路の長さによりＯオームか
ら1800オーム程度に変化するため、ループ電流IL
も20mA程度から100mA程度の範囲で変化する。
ダイオードＤ２，Ｄ３が接続されていない状態で
は、給電回路は等価的に抵抗であり、抵抗Ｒ９と
Ｒ１０の接続点の電圧v4と、抵抗Ｒ５とＲ６の接
続点の電圧v3は、ループ電流ILの大きさに比例し
て変化する。
トランジスタＱ２のコレクタとの間は、等価的に
R12×（R9＋R10）／R10で決定される抵抗とな
る。通常は200オームから400オーム程度に設定さ
れ、トランジスタＱ１側の回路も、トランジスタ
Ｑ２の側の回路と対称的に定数の設定が行われ
る。そして、２つの線路Ｌ１，Ｌ２の端Ａ−Ｂ間
には、電話機を含む加入者回線が接続されるが、
その抵抗値は加入者線路の長さによりＯオームか
ら1800オーム程度に変化するため、ループ電流IL
も20mA程度から100mA程度の範囲で変化する。
ダイオードＤ２，Ｄ３が接続されていない状態で
は、給電回路は等価的に抵抗であり、抵抗Ｒ９と
Ｒ１０の接続点の電圧v4と、抵抗Ｒ５とＲ６の接
続点の電圧v3は、ループ電流ILの大きさに比例し
て変化する。
一方、この様な給電回路において、抵抗Ｒ９と
Ｒ１０の接続点の電圧v4を一定電圧に固定する
と、抵抗Ｒ１２を流れる電流は、v4／Ｒ１２で規
定される電流値以上の電流が流れなくなる。それ
で抵抗Ｒ１０の両端電圧をOV以下にすれば、ル
ープ電流ILを０とする事が出来る。ダイオードＤ
２，Ｄ３、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４、トランジスタＱ
３から構成される回路は、線路Ｌ１，Ｌ２の間の
ループ電流ILのON／OFFを制御する回路であ
る。抵抗Ｒ１３とＲ１４の値は等しく且つ抵抗Ｒ
９，Ｒ１０，Ｒ５，Ｒ６の値に比べて十分に低い
値であるものとする。線路Ｌ１，Ｌ２の間には加
入者回線を通したループがあり、ループ電流ILが
流れている。抵抗Ｒ１４の両端電圧が、抵抗Ｒ１
０の両端電圧より大きくなるように、トランジス
タＱ３のベース端子T1の電圧を設定すれば（設
定電圧をv1とする）ダイオードＤ３は逆バイアス
となつて、前述の給電動作には影響を与えず通常
の給電状態となる。この状態からトランジスタＱ
３のベース端子T1をグランドレベルにすると、
トランジスタＱ３はOFFとなり、抵抗Ｒ１４の
両端電圧がOVとなり、ダイオードＤ３を通して
抵抗Ｒ９とＲ１０の接続点の電圧v4は略OVとな
り、ループ電流ILは流れなくなる。トランジスタ
Ｑ３のベース端子T1の電圧を、OVから電圧v1ま
で或いは電圧v1からOVまで、緩やかに変化させ
れば、ループ電流ILも緩やかにON／OFFさせる
事が出来る。これに必要な電圧v1は、ループ電流
ILに依存するので、電圧v1は、ループ電流ILの最
大値から決定される。（そしてこの電圧v1の値を
V2として、以下に述べる従来のサイレントレバ
ース制御回路CTLの制御電源電圧V2とする。） この様に構成された給電回路FD１，FD２と制
御回路CTLとにより構成された第１図の従来の
サイレントレバース制御回路について、以下に説
明する。第１図の制御回路CTLは、給電回路FD
１の端子T1および給電回路FD２の端子T2に印加
する制御電圧v1およびv2を生成する。制御回路
CTL内のスイツチＳは、図の如く復旧状態に在
る時は、コンデンサＣ１は制御電源電圧V2によ
り充電され、コンデンサＣ２は放電された状態に
在る。その結果、給電回路FD１の端子T1に印加
される制御電圧v1は、制御電源電圧V2に等しく
なり、給電回路FD２の端子T2に印加される制御
電圧v2は０となつて、給電回路FD１から線条Ｌ
１，Ｌ２にループ電流が供給されるが、この時、
給電回路FD２はOFF状態にある。かかる状態に
おいて、ループ電流i1の極性を反転する為に制御
回路CTLのスイツチＳを動作させると、コンデ
ンサＣ１は抵抗Ｒ１およびＲ２を介して放電さ
れ、またコンデンサＣ２は抵抗Ｒ３を介して制御
電源電圧Ｖ２により充電され、制御電圧v1は制御
電源電圧V2から次第に低下する。その結果、給
電回路FD１内の電圧v3およびv4も次第に低下し、
夫に伴いループ電流i1も次第に減少する。一方、
給電回路FD２内の電圧v3およびv4は次第に上昇
し、夫に伴いルーブ電流i2が次第に増加する。や
がて制御電圧v1が０、制御電圧v2が制御電源電圧
V2に達すると、給電回路FD１からはループ電流
i1が供給されなくなり、給電回路FD２からルー
プ電流i2が供給される事となり、線条Ｌ１，Ｌ２
に送出されるループ電流i1の極性が反転する結果
となる。更にループ電流i2の極性を反転させるに
は、制御回路CTLのスイツチＳを復旧させる事
により、前述と逆の過程で達成される。第３図の
Ａは、第１図の従来例におけるループ電流の変化
の一例を示す。第３図のＡにおいて、加入者線路
が短くループ電流が大きい第３図のＡのIaの場合
は、給電回路FD１またはFD２内の前記の電圧v3
およびv4は、制御電源電圧V2に比し高い電圧と
なる為、制御回路CTL内のスイツチＳの動作時
点ｔ１の当初から、電圧v3またはv4が制御電圧v1
またはv2と共に低下し、ループ電流i1またはi2は、
時点ｔ１から減少を開始し、充分な過渡時間を経
過して０となり、またスイツチＳの復旧時点ｔ２
から充分な過渡時間を経過して時点ｔ３で再び飽
和値Iaに復元する。然しながら加入者線路が充分
に長くてループ電流が小さい第３図のＡのIbの場
合は、給電回路FD１またはFD２内の電圧v3およ
びv4は、制御電源電圧V2に比し低い電圧となる
為、制御回路CTL内のスイツチＳの動作時点ｔ
１から、制御電圧v1またはv2が暫く低下した時点
ｔ１′に初めて電圧v3またはv4が低下し始め、ル
ープ電流i1またはi2の過渡時間も短縮される。ま
たスイツチＳの復旧時点ｔ２から短い過渡時間を
経過して時点ｔ３′で再びループ電流Ibに復元す
る。以上の説明から明らかな如く、第１図の従来
のサイレントレバース制御回路では、給電回路
FD１，FD２の制御端子T1，T2に印加される制
御電圧v1およびv2は、ループ電流i1またはi2の値
の如何に拘わらず、一定の制御電源電圧V2と、
コンデンサＣ１またはＣ２、および抵抗Ｒ１，Ｒ
２またはＲ３，Ｒ４により定まる時定数とにより
変化していた。従つてループ電流の値が小さい第
３図のＡにおけるIbの場合には、給電回路FD１，
FD２内の電圧v3またはv4の制御可能範囲は縮小
され、ループ電流i1またはi2の過渡時間は短縮さ
れ、その結果発生する雑音の通話に及ぼす影響も
大きくなる。この様子を第３図のＢを用いて説明
する。加入者線路が短かく近距離の加入者が接続
されている場合は、ループ電流も大きくなり、線
路Ｌ１，Ｌ２間のＡ−Ｂ線間の電圧は、(a)の如く
小さくなる。そして電流の変化時間は、前述の如
く、制御回路CTLに設定された時定数により変
化するため時点t1からt2と十分に長く、従つてＡ
−Ｂ線間の電圧の変化による音声帯域の成分が少
なく雑音となり難い。一方、加入者線路が長く遠
距離の加入者が接続されている場合は、ループ電
流が小さくなり、線路Ｌ１，Ｌ２間のＡ−Ｂ線間
の電圧は、(b)の如く大きくなる。そして電流の変
化時間は、前述の如く短い時間で変化する事とな
り、Ａ−Ｂ線間の電圧の変化が時点t1′からt2と急
峻となり、発生雑音が通話の音声帯域への雑音と
なり易い。
Ｒ１０の接続点の電圧v4を一定電圧に固定する
と、抵抗Ｒ１２を流れる電流は、v4／Ｒ１２で規
定される電流値以上の電流が流れなくなる。それ
で抵抗Ｒ１０の両端電圧をOV以下にすれば、ル
ープ電流ILを０とする事が出来る。ダイオードＤ
２，Ｄ３、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４、トランジスタＱ
３から構成される回路は、線路Ｌ１，Ｌ２の間の
ループ電流ILのON／OFFを制御する回路であ
る。抵抗Ｒ１３とＲ１４の値は等しく且つ抵抗Ｒ
９，Ｒ１０，Ｒ５，Ｒ６の値に比べて十分に低い
値であるものとする。線路Ｌ１，Ｌ２の間には加
入者回線を通したループがあり、ループ電流ILが
流れている。抵抗Ｒ１４の両端電圧が、抵抗Ｒ１
０の両端電圧より大きくなるように、トランジス
タＱ３のベース端子T1の電圧を設定すれば（設
定電圧をv1とする）ダイオードＤ３は逆バイアス
となつて、前述の給電動作には影響を与えず通常
の給電状態となる。この状態からトランジスタＱ
３のベース端子T1をグランドレベルにすると、
トランジスタＱ３はOFFとなり、抵抗Ｒ１４の
両端電圧がOVとなり、ダイオードＤ３を通して
抵抗Ｒ９とＲ１０の接続点の電圧v4は略OVとな
り、ループ電流ILは流れなくなる。トランジスタ
Ｑ３のベース端子T1の電圧を、OVから電圧v1ま
で或いは電圧v1からOVまで、緩やかに変化させ
れば、ループ電流ILも緩やかにON／OFFさせる
事が出来る。これに必要な電圧v1は、ループ電流
ILに依存するので、電圧v1は、ループ電流ILの最
大値から決定される。（そしてこの電圧v1の値を
V2として、以下に述べる従来のサイレントレバ
ース制御回路CTLの制御電源電圧V2とする。） この様に構成された給電回路FD１，FD２と制
御回路CTLとにより構成された第１図の従来の
サイレントレバース制御回路について、以下に説
明する。第１図の制御回路CTLは、給電回路FD
１の端子T1および給電回路FD２の端子T2に印加
する制御電圧v1およびv2を生成する。制御回路
CTL内のスイツチＳは、図の如く復旧状態に在
る時は、コンデンサＣ１は制御電源電圧V2によ
り充電され、コンデンサＣ２は放電された状態に
在る。その結果、給電回路FD１の端子T1に印加
される制御電圧v1は、制御電源電圧V2に等しく
なり、給電回路FD２の端子T2に印加される制御
電圧v2は０となつて、給電回路FD１から線条Ｌ
１，Ｌ２にループ電流が供給されるが、この時、
給電回路FD２はOFF状態にある。かかる状態に
おいて、ループ電流i1の極性を反転する為に制御
回路CTLのスイツチＳを動作させると、コンデ
ンサＣ１は抵抗Ｒ１およびＲ２を介して放電さ
れ、またコンデンサＣ２は抵抗Ｒ３を介して制御
電源電圧Ｖ２により充電され、制御電圧v1は制御
電源電圧V2から次第に低下する。その結果、給
電回路FD１内の電圧v3およびv4も次第に低下し、
夫に伴いループ電流i1も次第に減少する。一方、
給電回路FD２内の電圧v3およびv4は次第に上昇
し、夫に伴いルーブ電流i2が次第に増加する。や
がて制御電圧v1が０、制御電圧v2が制御電源電圧
V2に達すると、給電回路FD１からはループ電流
i1が供給されなくなり、給電回路FD２からルー
プ電流i2が供給される事となり、線条Ｌ１，Ｌ２
に送出されるループ電流i1の極性が反転する結果
となる。更にループ電流i2の極性を反転させるに
は、制御回路CTLのスイツチＳを復旧させる事
により、前述と逆の過程で達成される。第３図の
Ａは、第１図の従来例におけるループ電流の変化
の一例を示す。第３図のＡにおいて、加入者線路
が短くループ電流が大きい第３図のＡのIaの場合
は、給電回路FD１またはFD２内の前記の電圧v3
およびv4は、制御電源電圧V2に比し高い電圧と
なる為、制御回路CTL内のスイツチＳの動作時
点ｔ１の当初から、電圧v3またはv4が制御電圧v1
またはv2と共に低下し、ループ電流i1またはi2は、
時点ｔ１から減少を開始し、充分な過渡時間を経
過して０となり、またスイツチＳの復旧時点ｔ２
から充分な過渡時間を経過して時点ｔ３で再び飽
和値Iaに復元する。然しながら加入者線路が充分
に長くてループ電流が小さい第３図のＡのIbの場
合は、給電回路FD１またはFD２内の電圧v3およ
びv4は、制御電源電圧V2に比し低い電圧となる
為、制御回路CTL内のスイツチＳの動作時点ｔ
１から、制御電圧v1またはv2が暫く低下した時点
ｔ１′に初めて電圧v3またはv4が低下し始め、ル
ープ電流i1またはi2の過渡時間も短縮される。ま
たスイツチＳの復旧時点ｔ２から短い過渡時間を
経過して時点ｔ３′で再びループ電流Ibに復元す
る。以上の説明から明らかな如く、第１図の従来
のサイレントレバース制御回路では、給電回路
FD１，FD２の制御端子T1，T2に印加される制
御電圧v1およびv2は、ループ電流i1またはi2の値
の如何に拘わらず、一定の制御電源電圧V2と、
コンデンサＣ１またはＣ２、および抵抗Ｒ１，Ｒ
２またはＲ３，Ｒ４により定まる時定数とにより
変化していた。従つてループ電流の値が小さい第
３図のＡにおけるIbの場合には、給電回路FD１，
FD２内の電圧v3またはv4の制御可能範囲は縮小
され、ループ電流i1またはi2の過渡時間は短縮さ
れ、その結果発生する雑音の通話に及ぼす影響も
大きくなる。この様子を第３図のＢを用いて説明
する。加入者線路が短かく近距離の加入者が接続
されている場合は、ループ電流も大きくなり、線
路Ｌ１，Ｌ２間のＡ−Ｂ線間の電圧は、(a)の如く
小さくなる。そして電流の変化時間は、前述の如
く、制御回路CTLに設定された時定数により変
化するため時点t1からt2と十分に長く、従つてＡ
−Ｂ線間の電圧の変化による音声帯域の成分が少
なく雑音となり難い。一方、加入者線路が長く遠
距離の加入者が接続されている場合は、ループ電
流が小さくなり、線路Ｌ１，Ｌ２間のＡ−Ｂ線間
の電圧は、(b)の如く大きくなる。そして電流の変
化時間は、前述の如く短い時間で変化する事とな
り、Ａ−Ｂ線間の電圧の変化が時点t1′からt2と急
峻となり、発生雑音が通話の音声帯域への雑音と
なり易い。
(d) 発明の目的
本発明の目的は、前述の従来のサイレントレバ
ース制御回路の欠点を除去し、ループ電流の値の
如何に拘わらず、ループ電流の極性の反転時に発
生する雑音の、通話に及ぼす影響を極力減少させ
る手段の提供にある。
ース制御回路の欠点を除去し、ループ電流の値の
如何に拘わらず、ループ電流の極性の反転時に発
生する雑音の、通話に及ぼす影響を極力減少させ
る手段の提供にある。
(e) 発明の構成
この目的は、それぞれ制御端子T1，T2に印加
される制御電圧（v1，v2）に比例した互いに極性
の相反するループ電流（i1又はi2）を線路Ｌ１，
Ｌ２に供給する２組の給電回路FD１，FD２と、
該両給電回路の制御端子T1，T2にそれぞれ排反
的に漸増・漸減する前記制御電圧（v1，v2）を印
加するサイレントレバース制御回路CTLとを有
する通話路装置において、前記給電回路から前記
ループ電流に比例した電圧（V4-1，V4-2）を抽
出し保持する手段Ｄ５，Ｄ６，Ｒ１５，Ｒ１６，
Ｃ５，OA３を設け、前記サイレントレバース制
御回路CTLが該手段の保持する電圧（V3）を飽
和値として漸増・漸減する制御電圧を生成し２組
の給電回路の制御端子T1，T2に印加するように
構成する事により達成される。
される制御電圧（v1，v2）に比例した互いに極性
の相反するループ電流（i1又はi2）を線路Ｌ１，
Ｌ２に供給する２組の給電回路FD１，FD２と、
該両給電回路の制御端子T1，T2にそれぞれ排反
的に漸増・漸減する前記制御電圧（v1，v2）を印
加するサイレントレバース制御回路CTLとを有
する通話路装置において、前記給電回路から前記
ループ電流に比例した電圧（V4-1，V4-2）を抽
出し保持する手段Ｄ５，Ｄ６，Ｒ１５，Ｒ１６，
Ｃ５，OA３を設け、前記サイレントレバース制
御回路CTLが該手段の保持する電圧（V3）を飽
和値として漸増・漸減する制御電圧を生成し２組
の給電回路の制御端子T1，T2に印加するように
構成する事により達成される。
(f) 発明の実施例
以下、本発明の実施例を図面により説明する。
第４図は本発明の一実施例のサイレントレバース
制御回路の構成を示す図であり、第５図のＡは該
実施例のループ電流の変化の一例を示し、同図の
Ｂは２線路Ｌ１，Ｌ２のＡ−Ｂ線間の電圧変化の
一例を示す。なお、全図を通して同一符号は同一
の対象物を示す。
第４図は本発明の一実施例のサイレントレバース
制御回路の構成を示す図であり、第５図のＡは該
実施例のループ電流の変化の一例を示し、同図の
Ｂは２線路Ｌ１，Ｌ２のＡ−Ｂ線間の電圧変化の
一例を示す。なお、全図を通して同一符号は同一
の対象物を示す。
第４図の実施例におけるサイレントレバース制
御回路CTLは、２組の給電回路FD１，FD２の
それぞれの制御端子T1，T2に印加する制御電圧
v1，v2の電源電圧として、第１図の従来例の一定
の制御電源電圧V2を使用せず、給電回路FD１，
FD２から取り出したループ電流i1又はi2に比例し
た電圧V4-1，V4-2を、ダイオードＤ５，Ｄ６、
抵抗Ｒ１５，Ｒ１６を介してコンデンサＣ５に保
持し、更に演算増幅器OA３を用いたボルテージ
ホロアを介して供給される電圧V3を使用する。
第１図の従来例では、制御電源電圧V2に必要な
電圧は、ループ電流が多い時には高い電圧、ルー
プ電流が少い時には低い電圧となるが、低い方の
電圧で固定すると給電電流を制限する事となるた
め、ループ電流が最大の時の電圧を制御電圧とし
ていたが、第４図の本発明の実施例では、ループ
電流の大小によらず、ループ電流に比例した電圧
V4-1，V4-2を抽出した時定数回路を介して保持
した制御電圧V3を生成し、ループ電流の変化時
間を一定とする事により、サイレントレバース時
の雑音発生を少なくしている。第４図の本発明の
実施例におけるサイレントレバース制御回路
CTLの動作について第２図の給電回路も参照し
て説明する。
御回路CTLは、２組の給電回路FD１，FD２の
それぞれの制御端子T1，T2に印加する制御電圧
v1，v2の電源電圧として、第１図の従来例の一定
の制御電源電圧V2を使用せず、給電回路FD１，
FD２から取り出したループ電流i1又はi2に比例し
た電圧V4-1，V4-2を、ダイオードＤ５，Ｄ６、
抵抗Ｒ１５，Ｒ１６を介してコンデンサＣ５に保
持し、更に演算増幅器OA３を用いたボルテージ
ホロアを介して供給される電圧V3を使用する。
第１図の従来例では、制御電源電圧V2に必要な
電圧は、ループ電流が多い時には高い電圧、ルー
プ電流が少い時には低い電圧となるが、低い方の
電圧で固定すると給電電流を制限する事となるた
め、ループ電流が最大の時の電圧を制御電圧とし
ていたが、第４図の本発明の実施例では、ループ
電流の大小によらず、ループ電流に比例した電圧
V4-1，V4-2を抽出した時定数回路を介して保持
した制御電圧V3を生成し、ループ電流の変化時
間を一定とする事により、サイレントレバース時
の雑音発生を少なくしている。第４図の本発明の
実施例におけるサイレントレバース制御回路
CTLの動作について第２図の給電回路も参照し
て説明する。
２つの加入者線路Ｌ１，Ｌ２の端Ａ，Ｂに接続
された点線の加入電話機が発呼すると、線路Ｌ
１，Ｌ２のループが閉じて、給電回路FD１又は
FD２により、ループ電流i1又はi2が流れる。給電
回路FD１又はFD２では、既に従来技術の項で説
明した如く、第２図のFD１の抵抗Ｒ１２の両端
に、ループ電流i1に比例した電圧を生じる。そし
て此の電圧と等しい電圧が抵抗Ｒ１０の両端に表
れる。この電圧を、抵抗Ｒ９，Ｒ１０との接続点
の電圧v4とし、FD２では抵抗Ｒ８の両端電圧を、
抵抗Ｒ５とＲ６との接続点の電圧v3とし（第４図
では電圧V4-1，V4-2）として取り出し、第４図
のサイレントレバース制御回路CTLに入力する。
サイレントレバース制御回路CTLでは、この電
圧V4-1，V4-2を、給電回路FD１，FD２の制御
端子T1，T2への必要な制御電圧v1，v2とする為
に、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ１５、コンデンサＣ
５またはダイオードＤ６、抵抗Ｒ１６、コンデン
サＣ５から成る保持回路で保持し、更に演算増幅
器OA３を用いたボルテージホロアを介して制御
電源の電圧V3を生成する。この保持回路は一種
のピークホールド回路であつて、加入電話機が発
呼しループ電流が流れた時、その電流値に比例し
た電圧を保持し、サイレントレバース時のように
一時的に電流が低下しても、ダイオードＤ５，Ｄ
６及びコンデンサＣ５の作用により、その電圧
V3が保持される。
された点線の加入電話機が発呼すると、線路Ｌ
１，Ｌ２のループが閉じて、給電回路FD１又は
FD２により、ループ電流i1又はi2が流れる。給電
回路FD１又はFD２では、既に従来技術の項で説
明した如く、第２図のFD１の抵抗Ｒ１２の両端
に、ループ電流i1に比例した電圧を生じる。そし
て此の電圧と等しい電圧が抵抗Ｒ１０の両端に表
れる。この電圧を、抵抗Ｒ９，Ｒ１０との接続点
の電圧v4とし、FD２では抵抗Ｒ８の両端電圧を、
抵抗Ｒ５とＲ６との接続点の電圧v3とし（第４図
では電圧V4-1，V4-2）として取り出し、第４図
のサイレントレバース制御回路CTLに入力する。
サイレントレバース制御回路CTLでは、この電
圧V4-1，V4-2を、給電回路FD１，FD２の制御
端子T1，T2への必要な制御電圧v1，v2とする為
に、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ１５、コンデンサＣ
５またはダイオードＤ６、抵抗Ｒ１６、コンデン
サＣ５から成る保持回路で保持し、更に演算増幅
器OA３を用いたボルテージホロアを介して制御
電源の電圧V3を生成する。この保持回路は一種
のピークホールド回路であつて、加入電話機が発
呼しループ電流が流れた時、その電流値に比例し
た電圧を保持し、サイレントレバース時のように
一時的に電流が低下しても、ダイオードＤ５，Ｄ
６及びコンデンサＣ５の作用により、その電圧
V3が保持される。
第１図の従来例では、制御電源電圧V2を固定
的にループ電流ILの最大値Iaにより定まる電圧と
していた為、ループ電流ILが小さい値Ibの時は、
制御回路CTLの出力v1が電圧V2から０へ変化し
て行つても、電流値Ibで定まる制御電圧に達する
迄、即ち、第３図のＡの時点t1からt1′までの時間
は電流の変化は無く、時点t1′から初めて電流が
変化していた。然しながら第４図の本発明の実施
例では、制御回路CTV内の制御電圧V3が、線路
Ｌ１，Ｌ２のループ電流ILに比例した電圧である
ため、第５図のＡに示す如く、ループ電流ILの大
小によらず、常に電流の変化が時点t1から始めら
れるため、過渡時間として十分な時間を掛ける事
が出来て、雑音の発生を低減できる。その結果、
ループ電流ILの電流i1又はi2の極性を反転させる
為に、制御回路CTL内のスイツチＳを動作また
は復旧させた場合に、加入者線路Ｌ１，Ｌ２が短
くループ電流の値が大きい（第５図におけるIa）
場合も、また加入者線路Ｌ１，Ｌ２が長くループ
電流の値が小さい（第５図におけるIb）場合に
も、ループ電流Ia，Ibは、制御回路CTL内のス
イツチＳの動作時点t1の当初から同じく減少し始
め、充分な過渡時間を持つて時点t2に同じく０と
なり、また、スイツチＳの復旧時点t2から充分な
過渡時間を持つて同じ時点t3に、再び電流値Ia，
Ibに復元する。
的にループ電流ILの最大値Iaにより定まる電圧と
していた為、ループ電流ILが小さい値Ibの時は、
制御回路CTLの出力v1が電圧V2から０へ変化し
て行つても、電流値Ibで定まる制御電圧に達する
迄、即ち、第３図のＡの時点t1からt1′までの時間
は電流の変化は無く、時点t1′から初めて電流が
変化していた。然しながら第４図の本発明の実施
例では、制御回路CTV内の制御電圧V3が、線路
Ｌ１，Ｌ２のループ電流ILに比例した電圧である
ため、第５図のＡに示す如く、ループ電流ILの大
小によらず、常に電流の変化が時点t1から始めら
れるため、過渡時間として十分な時間を掛ける事
が出来て、雑音の発生を低減できる。その結果、
ループ電流ILの電流i1又はi2の極性を反転させる
為に、制御回路CTL内のスイツチＳを動作また
は復旧させた場合に、加入者線路Ｌ１，Ｌ２が短
くループ電流の値が大きい（第５図におけるIa）
場合も、また加入者線路Ｌ１，Ｌ２が長くループ
電流の値が小さい（第５図におけるIb）場合に
も、ループ電流Ia，Ibは、制御回路CTL内のス
イツチＳの動作時点t1の当初から同じく減少し始
め、充分な過渡時間を持つて時点t2に同じく０と
なり、また、スイツチＳの復旧時点t2から充分な
過渡時間を持つて同じ時点t3に、再び電流値Ia，
Ibに復元する。
以上の説明から明らかな如く、第４図の本実施
例のサイレントレバース制御回路によれば、線路
Ｌ１，Ｌ２のループ電流の値の如何に拘わらず、
極性を反転する場合に充分に長い過渡時間を経過
するので、極性の反転に伴い発生する雑音が低減
して、加入電話機の通話に与える影響も少なくな
つて問題は無い。なお、第４図および第５図はあ
く迄本発明の一実施例に過ぎず、給電回路FD１，
FD２から取り出すループ電流に比例する電圧
V4-1，V4-2は、第２図の抵抗Ｒ６，Ｒ１０の両
端電圧v3，v4に限定されることはなく、他の幾多
の変形が考えられるが、何れの場合も本発明の効
果は変わらない。また給電回路FD１，FD２の構
成も、第２図に図示されたものに限定されず、更
に本発明の対象の通話路装置は、電話機等を収容
する加入者回路に限定されないことも言う迄もな
い。
例のサイレントレバース制御回路によれば、線路
Ｌ１，Ｌ２のループ電流の値の如何に拘わらず、
極性を反転する場合に充分に長い過渡時間を経過
するので、極性の反転に伴い発生する雑音が低減
して、加入電話機の通話に与える影響も少なくな
つて問題は無い。なお、第４図および第５図はあ
く迄本発明の一実施例に過ぎず、給電回路FD１，
FD２から取り出すループ電流に比例する電圧
V4-1，V4-2は、第２図の抵抗Ｒ６，Ｒ１０の両
端電圧v3，v4に限定されることはなく、他の幾多
の変形が考えられるが、何れの場合も本発明の効
果は変わらない。また給電回路FD１，FD２の構
成も、第２図に図示されたものに限定されず、更
に本発明の対象の通話路装置は、電話機等を収容
する加入者回路に限定されないことも言う迄もな
い。
(g) 発明の効果
以上、本発明によれば、通話路装置において、
２線路のループ電流の反転時に発生する雑音の通
話に及ぼす影響が、ループ電流の値の如何に拘わ
らず、最小限に維持される効果が得られる。
２線路のループ電流の反転時に発生する雑音の通
話に及ぼす影響が、ループ電流の値の如何に拘わ
らず、最小限に維持される効果が得られる。
第１図は従来のサイレントレバース制御回路の
一例を示す図、第２図は第１図のサイレントレバ
ース制御回路の給電回路の一例を示す図、第３図
は第１図の従来例のループ電流の変化とＡ−Ｂ線
間の電圧の変化の一例を示す図、第４図は本発明
の実施例のサイレントレバース制御回路を示す
図、第５図は第４図の実施例のループ電流の変化
とＡ−Ｂ線間の電圧の変化の一例を示す図であ
る。
一例を示す図、第２図は第１図のサイレントレバ
ース制御回路の給電回路の一例を示す図、第３図
は第１図の従来例のループ電流の変化とＡ−Ｂ線
間の電圧の変化の一例を示す図、第４図は本発明
の実施例のサイレントレバース制御回路を示す
図、第５図は第４図の実施例のループ電流の変化
とＡ−Ｂ線間の電圧の変化の一例を示す図であ
る。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ それぞれ制御端子T1，T2に印加される制御
電圧（v1，v2）に比例した互いに極性の相反する
ループ電流（i1又はi2）を線路Ｌ１，Ｌ２に供給
する２組の給電回路FD１，FD２と、該両給電回
路の制御端子T1，T2にそれぞれ排反的に漸増・
漸減する制御電圧（v1，v2）を印加するサイレン
トレバース制御回路CTLとを有する通話路装置
において、 前記給電回路FD１，FD２から前記ループ電流
に比例した電圧（v4-1，v4-2）を抽出し保持する
手段Ｄ５，Ｄ６，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｃ５，OA３
を設け、前記サイレントレバース制御回路が該手
段の保持する電圧（V3）を飽和値として漸増・
漸減し前記ループ電流（i1又はi2）の大きさに応
じた制御電圧を生成して２組の給電回路の制御端
子T1，T2に印加することを特徴とするサイレン
トレバース制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57200128A JPS5990455A (ja) | 1982-11-15 | 1982-11-15 | サイレントレバ−ス制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57200128A JPS5990455A (ja) | 1982-11-15 | 1982-11-15 | サイレントレバ−ス制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5990455A JPS5990455A (ja) | 1984-05-24 |
| JPH0320958B2 true JPH0320958B2 (ja) | 1991-03-20 |
Family
ID=16419275
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57200128A Granted JPS5990455A (ja) | 1982-11-15 | 1982-11-15 | サイレントレバ−ス制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5990455A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0420164A (ja) * | 1990-05-15 | 1992-01-23 | Matsushita Electric Works Ltd | 報知制御装置 |
-
1982
- 1982-11-15 JP JP57200128A patent/JPS5990455A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5990455A (ja) | 1984-05-24 |
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