JPH03212116A - ディジタル信号処理方法及びその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はディジタル信号処理方法及びその装置に係り、
特に、アナログ量のデータをディジタル量のデータに変
換するに好適なディジタル信号処理方法及びその装置に
関する。

〔従来の技術〕

従来のこの種の装置としては、例えば、電気学会誌１０
５刊１２号第１２頁以下に記載されているように、電力
系統ディジタル保護リレーに用いたものが知られている
。この装置は入力部、処理部、整定部及び呂力部を備え
て構成されており、この入力部に、高周波除去用のアナ
ログフィルタ、サンプルホールド回路、マルチプレクサ
、Ａ／Ｄ変換器及びバッファを備えたディジタル信号処
理装置が設けられている。この装置によれば、アナログ
入力信号のうち基本波に重畳した高調渡分をアナログフ
ィルタにより除去し、アナログフィルタの出力信号を６
００Ｈｚの周期でサンプリングし、アナログ信号をディ
ジタル信号に変換するようになっている。そしてこのデ
ィジタル信号から電力系統の電圧及び電流の大きさ、ま
たはインピーダンスを求めてリレーを作動させる構成が
採用されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術においては、アナログ入力信号に重畳した
高調波成分及び外乱ノイズについてはアナログフィルタ
によって除去することはできるが。

アナログフィルタ以降で発生するノイズ、例えば外乱ノ
イズ及びＡ／Ｄ変換器における量子化誤差に伴うノイズ
については考慮されておらず、これらのノイズによって
ディジタルデータの演算値に誤差が生じるという不具合
がある。すなわち、サンプリング周波数が６００Ｈｚで
あるため、サンプリングによる外乱ノイズや量子化誤差
に伴うノイズの発生する周波数領域がアナログフィルタ
の通過域（アナログ入力信号の周波数領域）と重なるた
め、アナログ入力信号と外乱ノイズ及び量子化誤差に伴
うノイズの分離ができず、これらのノイズによって演算
誤差が生じることになる。このためＡ／Ｄ変換器の分解
能の性能を充分に高めることができなかった。

本発明の目的は、外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイ
ズをアナログ入力信号と分離してディジタルデータの演
算精度を高めることができるディジタル信号処理方法及
びその方法を適用した装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

前記目的を達成するために、本発明は、第１の方法とし
て、アナログ信号をサンプリングしてディジタルデータ
に変換し、このディジタルデータにディジタルフィルタ
によるフィルタ処理を施し、フィルタ処理されたディジ
タルデータを演算処理するに際して、ディジタルフィル
タの阻止域をアナログ信号の通過域より高い周波数帯域
に設定し、サンプリング周波数を、外乱ノイズ及び量子
化誤差に伴うノイズの発生領域がディジタルフィルタの
阻止域以上となる周波数に設定したディジタル信号処理
方法を採用したものである。

第１の方法を含む第２の方法として、サンプリング周波
数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数をディジタ
ルフィルタの零点周波数に設定したディジタル信号処理
方法を採用したものである。

第２の方法を含む第３の方法として、ディジタルフィル
タの零点周波数及び減衰特性を外乱ノイズ及び量子化誤
差に伴うノイズの実測値に従って設定したディジタル信
号処理方法を採用したものである。

第２の方法を含む第４の方法として、外乱ノイズ及び量
子化誤差に伴うノイズの発生領域及び大きさを演算によ
り求め、この演算値を基にディジタルフィルタの零点周
波数及び減衰特性を設定したディジタル信号処理方法を
採用したものである。

第２の方法を含む第５の方法として、外乱ノイズ及び量
子化誤差に伴うノイズの発生領域及び大きさをスペクト
ル分析し、この分析結果からディジタルフィルタの零点
周波数及び減衰特性を設定したディジタル信号処理方法
を採用したものである。

第１〜第５の方法のうちいずれか１つの方法を含む第６
の方法として、ディジタル演算処理の演算周期よりも短
い周期でアナログ信号をサンプリングするディジタル信
号処理方法を採用したものである６ 第１の装置として、アナログ信号をサンプリングしてホ
ールドするサンプルホールド手段と、サンプルホールド
手段によりホールドされたデータをディジタルデータに
変換するアナログ−ディジタル変換手段と、アナログ−
ディジタル変換手段出力のディジタルデータにフィルタ
処理を施すディジタルフィルタ手段と、ディジタルフィ
ルタ手段出力のディジタルデータを基に演算処理を実行
するディジタル処理手段とを備え、ディジタルフィルタ
手段は、ディジタルフィルタの阻止域がアナログ信号の
通過域より高い周波数帯域に設定され、サンプルホール
ド手段のサンプリング周波数は、外乱ノイズ及び量子化
誤差に伴うノイズの発生領域が前記ディジタルフィルタ
手段の阻止域以上となる周波数に設定されているディジ
タル信号処理装置を構成したものである。

第１の装置を含む第２の装置として、ディジタルフィル
タ手段の零点周波数はサンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎ
：２以上の整数）倍の周波数に設定されているディジタ
ル信号処理装置を構成したものである。

第３の装置として、電力系統の電気量を示すアナログ信
号をサンプリングしてホールドするサンプルホールド手
段と、サンプルホールド手段によりホールドされたデー
タをディジタルデータに変換するアナログ−ディジタル
変換手段と、アナログ−ディジタル変換手段出力のディ
ジタルデータにフィルタ処理を施すディジタルフィルタ
手段と、ディジタルフィルタ手段出力のディジタルデー
タを基に電力系統の事故判定を行うディジタル演算処理
手段とを備え、ディジタルフィルタ手段は、ディジタル
フィルタの阻止域がアナログ信号の通過域より高い周波
数帯域に設定され、サンプルホールド手段のサンプリン
グ周波数は、外乱ノイズ及び量子化誤差に伴なうノイズ
の発生領域が前記ディジタルフィルタ手段の阻止域以上
となる周波数に設定されている電力系統ディジタル信号
処理装置を構成したものである。

第３の装置を含む第４の装置として、ディジタルフィル
タ手段の零点周波数はサンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎ
：２以上の整数）倍の周波数に設定されている電力系統
ディジタル信号処理装置を構成したものである。

第５の装置として、解析対象の物理量に関するアナログ
信号をサンプリングしてホールドするサンプルホールド
手段と、サンプルホールド手段によりホールドされたデ
ータをディジタルデータに変換するアナログ−ディジタ
ル変換手段と、アナログ−ディジタル変換手段出力のデ
ィジタルデータにフィルタ処理を施すディジタルフィル
タ手段と、ディジタルフィルタ手段出力のディジタルデ
ータを基にスペクトル解析を実行するディジタル処理手
段とを備え、ディジタルフィルタ手段は。

ディジタルフィルタの阻止域がアナログ信号の通過域よ
り高い周波数帯域に設定され、サンプルホールド手段の
サンプリング周波数は、外乱ノイズ及び量子化誤差に伴
なうノイズの発生領域が前記ディジタルフィルタ手段の
阻止域以上となる周波数に設定されているディジタル信
号解析装置を構成したものである。

第５の装置を含む第６の装置として、ディジタルフィル
タ手段の零点周波数はサンプリング周波数の１／Ｎ　（
Ｎ：　２以上の整数）倍の周波数に設定されているディ
ジタル信号解析装置を構成したものである。

第７の装置として、音声に関するアナログ信号をサンプ
リングしてホールドするサンプルホールド手段と、サン
プルホールド手段によりホールドされたデータをディジ
タルデータに変換するアナログ−ディジタル変換手段と
、アナログ−ディジタル変換手段出力のディジタルデー
タにフィルタ処理を施すディジタルフィルタ手段と、デ
ィジタルフィルタ手段出力のディジタルデータにエコー
キャンセル処理を施すディジタル処理手段とを備え、デ
ィジタルフィルタ手段は、ディジタル信号の阻止域がア
ナログ信号の通過域より高い周波数帯域に設定され、サ
ンプルホールド手段のサンプリング周波数は、外乱ノイ
ズ及び量子化誤差に伴なうノイズの発生領域が前記ディ
ジタルフィルタ手段の阻止域以上となる周波数に設定さ
れている音声信号処理装置を構成したものである。

第７の装置を含む第８の装置として、ディジタルフィル
タ手段の零点周波数はサンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎ
：２以上の整数）倍の周波数に設定されている音声信号
処理装置を構成したものである。

第９の装置として、複数のアナログ信号を順次サンプリ
ングしてホールドするサンプルホールド手段と、サンプ
ルホールド手段によりホールドされたデータをディジタ
ルデータに変換するアナログ−ディジタル変換手段と、
アナログ−ディジタル変換手段出力のディジタルデータ
にフィルタ処理を施すディジタルフィルタ手段と、ディ
ジタルフィルタ手段出力のディジタルデータを基に演算
処理を実行するディジタル処理手段とを備え、ディジタ
ルフィルタ手段は、ディジタル信号の阻止域がアナログ
信号の通過域より高い周波数帯域に設定され、サンプル
ホールド手段のサンプリング周波数は、外乱ノイズ及び
量子化誤差に伴なうノイズの発生領域が前記ディジタル
フィルタ手段の阻止域以上となる周波数に設定されてい
るディジタルデータ記録装置を構成したものである。

第９の装置を含む第１０の装置として、ディジタルフィ
ルタ手段の零点周波数はサンプリング周波数の１／Ｎ（
Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に設定されているディジ
タルデータ記録装置を構成したものである。

第１１の装置として、音声に関するアナログ信号をサン
プリングしてホールドするサンプルホールド手段と、サ
ンプルホールド手段によりホールドされたデータをディ
ジタルデータに変換するアナログ−ディジタル変換手段
と、アナログ−ディジタル変換手段出力のディジタルデ
ータにフィルタ処理を施すディジタルフィルタ手段と、
ディジタルフィルタ手段出力のディジタルデータを基に
演算処理を実行するディジタル処理手段とを備え。

ディジタルフィルタ手段は、ディジタル信号の阻止域が
アナログ信号の通過域より高い周波数帯に設定され、サ
ンプルホールド手段のサンプリング周波数は、外乱ノイ
ズ及び量子化誤差に伴なうノイズの発生領域が前記ディ
ジタルフィルタ手段の阻止域以上となる周波数に設定さ
れているディジタルオーディオ装置を構成したものであ
る。

第１１の装置を含む第１２の装置として、ディジタルフ
ィルタ手段の零点周波数はサンプリング周波数の１／Ｎ
（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に設定されているディ
ジタルオーディオ装置を構成したものである。

〔作用〕

アナログ信号は、サンプリング及びアナログ／ディジタ
ル変換することにより、サンプリング周波数の１／Ｎ　
（Ｎは２以上の整数）の周波数の離散信号になる。この
ため、サンプリングを高速に行えば、外乱ノイズ及び量
子化誤差に伴うノイズなどの総合ノイズの周波数を高周
波化することができる。従って、サンプリング周波数を
、総合ノイズの発生領域がディジタルフィルタの阻止域
以上となる周波数に設定すれば、総合ノイズをディジタ
ルフィルタの阻止域に発生させることが可能となる。そ
してディジタルフィルタの阻止域をアナログ信号の通過
域より高い周波数帯域に設定すれば、総合ノイズをディ
ジタルフィルタによって除去することが可能となる。こ
れによりディジタルデータのＳ／Ｎ比を高めることがで
き、精度の高いデータを得ることが可能となる。

またディジタルデータの減衰特性を設定するに際して、
サンプリング周波数の１／Ｎの周波数にディジタルフィ
ルタの零点周波数を設定すれば、総合ノイズを大幅に低
減することが可能となる。

またノイズ成分や量子化誤差に伴うノイズの周波数成分
はランダムであるので、これらの周波数分析を行い、こ
の分析結果からディジタルフィルタの減衰特性を設定す
れば、ノイズの発生状態に合わせて誤差の低減が可能と
なる。

また、アナログ信号をサンプリングする際しては、ディ
ジタル演算処理の演算周期よりも短い周期でアナログ信
号をサンプリングすれば、誤差を大幅に低減することが
でき、アナログ／ディジタル変換手段の分解能以上の分
解能を得ることができる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。

第１図において、サンプルホルダ１０１、Ａ／Ｄ変換器
１０２．ディジタルフィルタ１ｏ３．ディジタル処理部
１０４によりディジタル信号処理装置が構成されており
、サンプルホルダ１０１にアナログセンサ１００からの
アナログ信号が入力されている。アナログセンサ１００
は例えば、電流、電圧、速度、圧力、温度など各種アナ
ログ量のデータを電圧に変換するもので構成されている
。

そしてアナログセンサ１００のアナログ信号がサンプル
ホルダ１０１に入力されると、サンプルホルダ１０１に
よってサンプリングされると共にホールドされ、ホール
ドされたデータがＡ／Ｄ変換器１０２へ出力される。Ａ
／Ｄ変換器１０２は入力データをディジタルデータに変
換し、変換したデータをディジタルフィルタ１０３へ出
力するようになっている。ディジタルフィルタ１０３は
入力データにフィルタ処理を施し、入力データ群の中か
ら特定の周波数成分のデータを抽出し、抽出したデータ
をディジタル処理部１０４へ出力するようになっている
。ディジタル処理部１０４は入力データを基に各種処理
演算を行い、演算結果を出力するようになっている。

ここで、アナログセンサ１００の出力信号を計測したと
ころ、アナログ信号の信号成分には、第３図の（Ａ）に
示されるように、高次の高調波成分が含まれていること
が測定された。すなわち。

アナログ信号には、ノイズ成分として電源などに誘導し
たノイズ、いわゆる外乱ノイズが含まれている。このよ
うな外乱ノイズは、サンプルホルダ１０１の出力及びＡ
／Ｄ変換器１０２の入力部にも発生する。このようなア
ナログ信号をサンプリング周波数ｆｓ＝６００Ｈｚでサ
ンプリングすると、第３図の（Ｂ）に示されるような波
形となり。

周波数分析してみると第３図の（Ｃ）に示されるように
、アナログ信号の通過帯域内にノイズが発生する。この
ノイズ成分はサンプリング周波数ｆＳのｌ／Ｎ（Ｎは２
以上の整数）の周波数に依存して発生することが確認さ
れた。

そこで、本実施例においては、第２図に示されるように
ディジタルフィルタ１０３の阻止域Ｔ２をアナログ信号
の通過域Ｔ１より高い周波数帯域に設定すると共に、サ
ンプルホルダ１０１のサンプリング周波数ｆｓを、外乱
ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの発生領域がディジ
タルフィルタ１０３の阻止域１２以上となる周波数に設
定することとされている。すなわち、周波数ｆ４〜ｆ２
を通過域とした場合、ノイズが多く発生する周波数領域
ｆ２〜１／２ｆｓが阻止域Ｔ２となるよう設定されてい
る。またディジタルフィルタ１０３の特性を設定するに
際しては、サンプリング定理により扱う周波数領域はサ
ンプリング周波数ｆｓの半分以下を考慮すればよいので
１例えば周波数ｆ２〜１　／　２　ｆ　ｓの部分を減衰
させるように、周波数−ゲイン特性を設定すればよいこ
とになる。

上記構成において、第３図の（Ｄ）に示されるように、
サンプリング周波数ｆｓ＝３ｋＨｚでサンプリングした
ところ、第３図の（Ｅ）に示されるように、外乱ノイズ
及び量子化誤差に伴うノイズを含む総合ノイズ１０７が
通過域Ｔ１をはずれ、ディジタルフィルタ１０３の阻止
域Ｔ２内に発生することが測定された。すなわち総合ノ
イズをアナログ信号と分離することが可能となり、高精
度なディジタル信号処理演算を行うことが可能となる。

次に、第４図を用いて第１図を発展させた実施例につい
て説明する。

本実施例はディジタルフィルタ２００のみが異なり他の
ものは前記実施例と同様であるので、同一のものには同
一符号を付してそれらの説明は省略する。

外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズを含む総合ノイ
ズはサンプリング周波数ｆｓの１／Ｎ（Ｎは整数）の周
波数に従って発生する。そこで、第５図の（Ａ）、（Ｂ
）に示されるように、ノイズ成分２０２の周波数に合お
せてディジタルフィルタ２００の零点周波数Ｆ１〜Ｆ６
を設定すれば、ノイズをより減衰させることができる。

この場合。

ディジタルフィルタ２００の零点周波数として、阻止域
Ｔ２に含まれる周波数であって、サンプリング周波数ｆ
ｓの１７整数となる周波数をすべて選択したり、あるい
はノイズレベルの実測値からノイズレベルの高い零点周
波数のみを選択することも可能である。

また総合ノイズはランダムに発生するので、前もって総
合ノイズが多く発生する周波数を予想して零点周波数を
設定することも可能である。更に後述するように、ノイ
ズの発生する周波数を検出し、検出した周波数がディジ
タルフィルタ２００の零点周波数となるように、ディジ
タルフィルタ２００の構成及び特性をアダプティブに変
更することも可能である。

また、Ａ／Ｄ変換器１０２を、１２ビツトの分解能を有
するもので構成した場合、ディジタルフィルタ２００と
して第５図に示される特性のものを用いれば、Ａ／Ｄ変
換器１０２の分解能以上の分解能を得ることができる。

つぎに、ディジタルフィルタ２００の実施例を第６図及
び第７図に基づいて説明する。

第６図及び第７図はディジタルフィルタ２００の代表的
なブロック概念構成を示し、第６図はＩＩＲ型（Ｉ　ｎ
ｆｉｎｉｔｅ−ｅｘｔｅｎｔ　Ｉ　ｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅ
５ｐｏｎｓｅ）フィルタであり、第７図はＦＩＲ型（Ｆ
　１ｎｉｔｅ−ｅｘｔｅｎｔ　Ｉ　ｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅ
５ｐｏｎｓｅ）フィルタである。

第６図において１次数が２次の場合のフィルタは加算ブ
０７り３０１，３０２，３０３，３０４、フィルタ係数
ブロック３０５，３０６，３０７゜３０８．３０９、信
号Ｗｎを周期Ｔの１時刻分遅延する遅延ブロック３１０
、信号Ｗｎ−１を１時刻分遅延する遅延ブロック３１１
を備えて構成されており、入力信号Ｘｎにフィルタ処理
を施してフィルタ出力データＹｎを発生するようになっ
ている。

上記フィルタを演算式で表わすと次の（１）。

（２）によって表わされる。

Ｗｎ＝Ｘｎ＋Ｗｎ−１・Ｂ１＋Ｗｎ−２・Ｂ２−・・（
１）Ｙｎ＝Ｗｎ−ＡＯ＋Ｗｎ−１・Ａ１＋Ｗｎ−２・Ａ
２・・・・・（２） 上記構成において、フィルタ係数３０５〜３０９を調整
することにより、次の（３）〜（７）式に示す各種のフ
ィルタを実現することができる。

（ローパスフィルタ） （バンドパスフィルタ） （バイパスフィルタ） （ノツチフィルタ） ここで、ｒ＝２・ｃｏｓ２πｆ０・Ｔ Ｔ：サンプリング周期 ｆｏ：阻止周波数 （オールパスフィルタ） なお、Ｚは伝達関数であり、Ｚはアナログ系のＳに相当
する（　ｓ　＝　ｊ　ｗ、　ｚ　＝　ｅ”）。

第７図に示すフィルタは加算ブロック３２０゜３２１、
フィルタ係数ブロック３２２，３２３゜３２４、入力信
号Ｘ’ｎを１時刻分遅延する遅延ブロック３２５、信号
Ｘ’　ｎ　−１を１時刻分遅延する遅延ブロック３２６
を備えて構成されており、入力信号Ｘ’ｎにフィルタ処
理を施して呂カデータＹ’ｎを出力するようになってい
る。

上記構成におけるフィルタを演算式で示すと次の（８）
式によって表わせる。

Ｘ’ｎ＝Ａ’Ｏ・Ｘ’ｎ＋Ａ’ｌ　・Ｘ’ｎ−１＋Ａ’
２・Ｘ’ｎ−２・・・・・・（８） 所望の減衰特性を得るために、上記したフィルタをカス
ケード接続して実現する。

上記した各フィルタを用いるに際して、本実施例では、
後述するようにＤＳＰ　（デジタルシグナルプロセッサ
）を用いたディジタルフィルタ手段により入力信号のフ
ィルタ処理を行い、予め定められたフィルタ係数に基づ
いてサンプリング周期Ｔ毎に繰り返して演算処理を行う
こととしている。

このため、入力点数に応じて時分割によるフィルタ処理
を、ソフトウェア的に行わせることができ。

入力点数の増減、特性の変更、プリント基板の標準化に
対応することが可能となる。すなわち、従来、１２チャ
ンネル分の信号系が必要な場合、アナログフィルタとし
て１２チヤンネル分必要となるが、本実施例のフィルタ
を用いれば、チャンネル数に応じてソフトウェア的にフ
ィルタを構成すればよいことになる。

また、アナログフィルタを用いずにフィルタ処理できる
ことから、アナログフィルタのように。

抵抗、コンデンサなどの素子の初期値偏差、周囲温度に
よる素子値の変動、軽減変化による素子の劣化などの要
因がまったくなく、高性度化、無調整化が可能となる。

更に外付けの点検回路が不要となり、内部のソフトウェ
アで特性の変更等に対応できるため、製作工程を大幅に
短縮でき、メンテナンスも不要となる。

次に、誤差の周波数成分を横比し、ディジタルフィルタ
２００の構成及び特性を変更して、更に誤差を低減させ
る実施例について説明する。

まず、第８図に従ってディジタルフィルタ２００の特性
変更例について説明する。

第８図に示すディジタルフィルタ２００はＩＩＲ型のフ
ィルタであり、フィルタ係数ブロック３０５．３０７，
３０９の係数によって構成を決定することができる。例
えば、フィルタをローパスフィルタとして構成する場合
には、フィルタ係数ブロック３０５の係数ＡＯ＝１．０
、フィルタ係数ブロック３０７の係数Ａ１＝２．○、フ
ィルタ係数ブロック３０９の係数Ａ２＝１．０とすれば
よく、零点を設けるために、ノツチフィルタの構成にす
るには、係数ＡＯ＝１．０、係数Ａ２＝２ｃｏｓ　（１
１ｎ　Ｔ、係数Ａ２＝１．０とすればよい。（但し、ω
。＝２πｆｎ、ｆｎ：零点周波数）フィルタの特性、例
えば中心周波数ｆ、や選択度Ｑは、ブロック４００で示
されるように、フィルタ係数３０６の係数Ｂｌ、Ｂ２を
所望の特性を満たすように変更することにより実現でき
る。

第９図の（Ａ）〜（Ｃ）にはローパスフィルタ４０２、
バンドパスフィルタ４０３、ノツチフィルタ４０３の周
波数−ゲイン特性例が示されている。

次に、第１０図及び第１１図に基づいて第４図に示す実
施例の詳細な処理内容について説明する。

第１０図はブロック５１１で示すイニシャル処理におい
て誤差の周波数分析を行い、誤差を低減するようにした
フィルタ係数を導出し、これに基づいてブロック５１２
にて通常の処理を行う例である。以下にその具体的な内
容を説明する。

まず、ステップ５００において、ディジタルデータをデ
ータメモリに格納するに際して、データメモリのクリア
などの初期設定を行い、Ａ／Ｄ変換器１０２からディジ
タルデータが入力されたが否かの判定を行う（ステップ
５ｏ１）。ディジタルデータが入力されたときには（ス
テップ５ｏ２）、ディジタルデータがｎ個１例えば５１
２個入力されたか否かの判定を行なう（ステップ５０３
）。

ディジタルデータがｎ個入力されるまでステップ５０１
〜５０３までの処理を継続し、データ数がｎ個に達した
ときには、これらのデータに関するスペクトル分析を実
施する（ステップ５０４）。

このスペクトル分析を行うに際しては、ＦＦＴ演算（高
速フーリエ変換）を用いて行う。このスペクトル分析に
よって通過域Ｔ１以外の領域に発生するノイズの周波数
を検出する。この後検出した周波数がディジタルフィル
タ２００の零点周波数となるようにフィルタ係数を導出
する（ステップ５０５）。具体的には、ノツチフィルタ
を用いて零点周波数を設定する場合には、フィルタ係数
は次の（９）〜（１３）式によって求めることができる
。

ＡＯ＝１．０ ・・・・・・（９） ・・・・・・（ｌＯ） ・・・・・・（１１） Ａ１＝２ｃｏｓω、Ｔ Ａ２＝１．　０ 但し、ωｎ：２πｆ、　　ｆｎ：零点周波数ωｏ：２π
ｆｏ　　ｆｏ：　Ｌや新局波数Ｑ　：選択度 Ｔ　：サンプリング周期 以上の演算式を用いて誤差の発生する周波数を零点にす
るようにイニシャル処理する段階で、フィルタの特性及
び構成を決定する。すなわちフィルタをカスケードに何
段接続するかなどについて決定する。実際には、発生す
る誤差の周波数は大きく変化することはないので、イニ
シャル時にフィルタの特性及び構成を設定しても実用上
問題になることはない。

次に、ブロック５１２の処理に移り、オンラインでの処
理として、データ入力割込みがあるか否かの判定を行い
（ステップ５０６）、割込みがある場合には、データ入
力を行う（ステップ５０７）。

この後イニシャル時に求めたディジタルフィルタの係数
を用いてディジタルフィルタ処理を実行し、誤差の低減
を図る（ステップ５０８）。入力データにフィルタ処理
が施されたデータを基にディジタル演算を行い（スイッ
プ５０９）、演算結果に従ったデータを出力する（ステ
ップ５１０）。

第１１図は、第１０図に示した実施例がイニシャル時に
誤差の周波数分析を行い、この分析結果に従ってフィル
タ係数を設定したのに対して、サンプリング毎に誤差の
周波数分析を行い、フィルタ係数をアダプティブに変更
し、常時誤差の周波数成分を大幅に低減するようにした
ものである。

以下に具体例について説明する。

まず、データメモリをクリアなどする初期設定を実行し
くステップ６００）、データ入力割込み有りか否かの判
定を行う（ステップ６０１）。データ入力割込み有りの
ときにはデータを入力しくステップ６０２）、この入力
データを基にオンラインにてスペクトル分析を行う（ス
テップ６０３）。このスペクトル分析によって誤差の周
波数分析を行い、この分析結果に従って、検出したノィ
ズの周波数成分を低減するように、ディジタルフィルタ
の係数を求める（ステップ６０４）。この後フィルタ係
数を求めて入力データにフィルタ処理を施す（ステップ
６０５）。次にフィルタ処理されたデータを基にディジ
タル演算を行い（ステップ６０６）、その演算結果を出
力する（ステップ６０７）。そしてこれらの一連の動作
を周期Ｔ毎に繰り返しディジタルデータを算出する。

本実施例の場合には、フィルタの構成及び特性をアダプ
ティブに変更するようにしたため、ランダムに発生する
外乱ノイズや量子化誤差に伴うノイズの発生状況に合わ
せてノイズを低減することができ、更に高精度なディジ
タル演算処理が実現できる。

第１２図には、本発明に係るディジタル信号処理装置を
電力用ディジタル保護リレー装置に適用したブロック構
成が示されている。

第１２図に示される装置は保護リレーに係る処理機能を
９種のユニットに分割して構成されており、これらのユ
ニットのうちアナログ入カニニット７００に本発明に係
るディジタル信号処理装置が適用されている。そしてこ
れらの各ユニットは、マルチプロセッサシステムのため
のシステムコントロールユニット７０５．アナログ入力
のＡ／Ｄ変換およびディジタルフィルタ処理を行なうア
ナログ入カニニット７００、リレー演算ユニット７０１
、シーケンス処理ユニット７０２、整定・表示処理ユニ
ット７０６、ディジタル入出カニニット７０３．事故検
出ユニット７０９、補助リレユニット７０４、表面パネ
ルユニット７１０から構成されている。

−Ｌニット７００，７０１，７０２，７０４，７０５及
び７０６はそれぞれ汎用システムバスＢ１を介して接続
されている。

また、シーケンス処理ユニットとディジタル入出カニニ
ット７０３とは、汎用システムバスＢ１とは異なる入出
力Ｉ１０バスＢ２で接続されている。

さらに、事故検出ユニット７０９内のリレー演算部７０
７とシーケンス処理部７０８は、上記したバスＢ１およ
びＢ２とは異なる入出力Ｉ１０バスＢ３で接続されてい
る。

なお、システムには、図示しないが電源装置を備え、こ
れにより、各ユニットが駆動される。

次に、上記電力用ディジタル保護リレー装置の概要を第
１３図〜１６図に基づいて説明する。

ステップ２００１では、電力系統よりの情報、すなわち
、例えば、送電線の電圧、電流を入力し。

さらにアナログ量をディジタル量に変換する。

ステップ２００２では、事故検出あるいは制御用の電気
量を導出する。この電気量の導出には、電力系統事故時
の電圧、電流の大きさ、事故点までのインピーダンスＺ
、抵抗分Ｒ、リアクタンス分Ｘ、事故点の方向、事故時
の周波数などがある。

ステップ２００３では、ステップ２００２で導出した電
気量を所定の整定値と比較判定する。比較判定の結果、
事故と判定されたら、ステップ２００４に進む。

ステップ２００４では、ステップ２００３で判定された
事故条件が継続されているかどうかの判定を行ない、継
続されていればステップ２００５に進む。ステップ２０
０５では、事故と判定されたのでその情報を記憶する。

ステップ２００６では、ステップ２００５で記憶されて
いる各種リレーの動作を基に、システムのシーケンス処
理（外部条件、タイマーとの組み合わせもある）を行な
い、事故と判定された場合には、遮断器に対する遮断指
令を発するものである。ステップ２００７は、装置の点
検・監視処理である。

電力用のディジタル制御保護装置は、上記した処理をア
ナログ入力のサンプリング周期Ｔのｎ倍（ｎは整数）以
内に繰り返し実行するものである。

第１４図には公知のリアクタンスリレー（１要素分）と
モーリレー（１要素分）の特性例を示す。

図において、ｊｘはインピーダンスの誘導リアクタンス
分である。

またステップ２００２では、上記リレー要素を約３０〜
５０要素分処理し、ステップ２００６のシーケンス処理
はこれらのリレー要素出力を基に、システムに対応した
所期のシーケンス処理を行なう。さらに第１４図に示し
たＺｌおよびＺ２が整定値であり、保護リレーの場合に
は、この値が保護範囲を決定する。この値は電力系統の
変更、これに伴う保護範囲の変更の場合には、人間によ
り装置外部よりオンラインにて変更されるようになって
いる。

第１５図は、第１４図に示したリアクタンスリレーの処
理フロー例を示し、第１６図は第１５図のそれぞれの処
理ステップに対応する処理波形例を示す、第１５図と第
１６図において、符号８１〜Ｓ７はそれぞれ対応するも
のである。

このリアクタンスリレーの場合、まず、電圧・電流デー
タを入力しくステップＳＬ、２）、これらについて種々
の演算を実行しくステップ８３〜Ｓ７）、演算結果を整
定値と比較する（ステップＳ８）。ここで、演算結果が
整定値より大きければ、異常状態の持続時間を調べるた
めのカウンタ（図示せず）を＋１歩進する（ステップ９
）。

ついで、このカウンタの計数値が所定計数値より大きく
なったか否かを調べる（ステップ５１０）。

ここで、カウンタの計数値が所定計数値より大きければ
、リレーを動作させるべき状態と判断して、要素リレー
の出力を１とする（ステップ５ｌｌ）。

一方、計数値が所定値に達していなければ、要素リレー
の出力を０として、動作させないでおく（ステップ５１
２）。

ところで、前記ステップＳ８において、演算結果が整定
値より小さければ、前記カウンタをクリアしくステップ
５１３）、当然のことながら、要素リレーの出力は０で
ある（ステップ５１４）。

次に、本発明を適用する電力用ディジタル保護装置のア
ナログ入カニニットについて説明する。

第１７図におイテ、１１０１−１〜１１０１−Ｎは外部
から入力するアナログ信号ｉｎｌ〜ｉｎＮを入力し上記
入力信号に重畳する高調波を除去するためのローパスフ
ィルタ（主にサンプリングによる折り返し誤差防止用に
用いる。以下ＬＰＦと略記する）である。１１０２−１
〜１１０２−Ｎはサンプルホールド（以下Ｓ／Ｈと略記
する）回路、１１０３はマルチプレクサ（ＭＰＸと略記
する）、１１０４はアナログディジタル変換（以下Ａ／
Ｄと略記する）回路、１１０５はデュアルポートＲＡＭ
　（ＤＰＲＡＭ）を用いたＡ／Ｄ変換データのバッファ
メモリである。

１１００はＤ　Ｓ　Ｐ　（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａ
ｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、１１０７はＤＳＰのインス
トラフシコン格納用のプログラムメモリ（ＲＯＭ）　、
ＬＢはローカルバス、１１０９はシステムバスとのデー
タの受は渡し用のデュアルポートデータメモリ、１１１
０はシステムバスインターフェイス回路、Ｂ１はシステ
ムバスである。

１１０６はタイミング発生回路であって、Ｓ／Ｈ回路１
１０２−１〜１１０２−Ｎ１ｌ１０２−Ｎ１、Ａ／Ｄ回
路１１０４およびバッファメモリ１１ｏ５の動作を制御
する。また、ＤＳＰＩｌｏｏに対して割込み信号を発す
る。

以上示した実施例では、個別のＩＣ及びＬＳＩを組み合
せて構成した例を示した。

ところで、個別のＩＣ及びＬＳＩを一つのＬＳＩに集積
することは実現可能なことである。

例えば、第１７図において、アナログ部である、ＬＰＦ
、Ｓ／Ｈ，ＭＰＸ及びＡ／Ｄ変換器を１つ（７）　Ｌ　
Ｓ　Ｉ　４．、集積し、ＤＳＰ、ＲＯＭ、バッファメモ
リ及びデータメモリを１つのＬＳＩに集積することで、
回路の大幅な小形化及びコンパクト化が達成できる。

あるいは、第１７図に示した各機能のＩＣ及びＬＳＩを
１つのＬＳＩに集積して、より一層の小形化及びコンパ
クト化を図ってもよいことは、容易に理解できることで
ある。

先に説明したディジタルフィルタ演算は、第１７図の１
１００に示したＤＳＰで行う。すなわち。

ディジタルフィルタ演算は、先にも述べたように、小数
点データの積和演算を多数繰返す必要があるため、高速
な積和演算が可能なりＳＰが適する。

ＤＳＰは、固定小数点演算形及び浮動小数点演算形があ
り、本発明のディジタルフィルタ演算を実行するプロセ
ッサとしては両方とも適用可能であるが、広いダイナミ
ックレンジが確保でき、オーバーフローやアンダーフロ
ーを特に意識する必要がない浮動小数点演算形ＤＳＰを
用いるのが望ましい。

次に、このＤＳＰについて述へる。

第１８図にＤＳＰの一実施例の構成の詳細図を示す。

本実施例のＤＳＰは１図示のように、外部メモリのアド
レス指定を行なうアドレスレジスタ１２００、パラレル
・ボートとして使用するデータレジスタ１２０１、デー
タＲＡＭ１２０３、ｍビットＸｍビットの高速並列乗算
器１２０４、インストラクション用ＲＯＭ１２０５、加
減算等を行なうＡ　Ｌ　Ｕ　（Ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ　
Ｌｏｇｉｃ　Ｕｎｉｔ）　　１２０７、アキュムレータ
等のレジスタ１２０８、外部との制御信号（ａ、ｂおよ
びＣなど）の割込み等をコントロールする制御回路１２
０９、ＤＳＰ内の内部バス１２１０を含んで構成されて
いる。

前記乗算器１２０４は、１インストラクシヨンサイクル
の間に入力信号Ａ、Ｂの内容を乗算し、その結果Ｃを、
内部バス１２１０に出力するものである。

また、ＡＬＵ１２０７は、内部バス１２１０からのデー
タとレジスタ１２０８のデータとを加減算し、結果をレ
ジスタ１２０８に書き込む。

なお、ＤＳＰは、周知のように、１インストラクシヨン
サイクルの間に積和演算が可能であること、パイプライ
ン処理が可能であることなどにより、固定および浮動小
数点データの高速な数値演算を実現できることを特徴と
する。これにより、多入力点数に係る入力データを実時
間でフィルタリング可能とするものである。この点、浮
動小数点演算ユニットを内蔵しない汎用のマイクロプロ
セッサでは処理速度が遅いので、適用できない。

第１９図は、第１７図に示したアナログ人カニニットの
処理タイミング例を示す。図に示すように、アナログ入
カニニットは、適用するシステムにより、以下に示す３
種のケースで処理できるようになっている。

まず、第１９図の（Ｂ）に示すように、例えば、ディジ
タルフィルタ演算は３ｋＨｚ周期で行い、５サンプルの
ディジタルフィルタ演算の終了後に、演算結果を制御・
保護演算ユニットに転送する。

これにより６００Ｈｚ周期の演算部との同期化を図るこ
とができる。

第２のケースとしては、（Ｃ）図に示すようにディジタ
ルフィルタ演算は３ｋＨｚ周期で行い、演算結果も３ｋ
Ｈｚ周期で制御・保護演算ユニットに転送するようにす
る。

第３のケースとしては、（Ｄ）図に示すように、ディジ
タルフィルタ演算と共に、制御・保護演算も３ｋＨｚ周
期で行うようにする。すなわち、第１８図に示したＤＳ
Ｐでフィルタ演算及び制御・保護演算の両方を行うよう
にする。これにより第２、第３のケースの場合には演算
処理の高速化が図れる。

次に本発明を電力用ディジタル保護リレーに適用したこ
とによる特性改善効果例について述べる。

第２０図は、送電線の後備保護などに適用される。リア
クタンスリレーの位相特性を示す。このうち、第２０図
（Ａ）は、従来方式（アナログフィルタ適用）の位相特
性を示し、（Ｂ）は本発明を適用した方式の位相特性を
示す。両方式共にリアクタンスリレーの演算は全く同じ
アルゴリズムである。

リアクタンスリレーの演算式及び条件を以下に示す。

ΣＣＩ−Ｚ−Ｖ）Ｉ　・Ｚ＞Ｋ　　　　　　　・−・−
（１４）ここに、 ■＝電流値、　　　Ｖ：電圧値、Ｚ：整定値、Ｋ：比較
値、　　　Ｎ：積分回数 整定値　１　Ω 周波数　５０Ｈｚ 電流５Ａ 第２０図から明らかなように、従来方式は、不動作域と
動作域の間の不完全動作域が広い。すなわち、このこと
は動作インピーダンス誤差が大きいことを表わしている
。この実施例では特性角上（位相角９０°）の動作イン
ピーダンス誤差（整定したインピーダンスに対し、動作
したインピーダンスの誤差）が３〜４％ある。

一方、−第２０図（Ｂ）に示す本発明を適用した方式は
不動作域と動作域の間の不完全動作域が狭い。すなわち
、このことは動作インピーダンス誤差が従来方式に比べ
、非常に小さいことを表わしている。

この実施例では、特性角上の動作インピーダンス誤差は
１％以下を実現した例である。

第２１図は、上記したリアクタンスリレーの動作インピ
ーダンス特性例を示す。

第２１図において、点線で示す１５００ａ及び１５００
ｂの特性は従来方式の動作インピーダンス特性を示すも
のであり、実線で示す１５０１ａ及び１５０１ｂの特性
は本発明による動作インピーダンス特性を示すものであ
る。

この特性図からも明らかなように、本発明による動作イ
ンピーダンス特性が従来方法に比べ、不完全動作域が狭
く、非常に高精度化（高感度化）が実現できることが明
らかであり、従来方式に対し、３〜５倍の高感度化が可
能である。

第２２図は、微分方程式に基づき事故点までの抵抗分Ｒ
及びリアクタンス分りを求める距離リレーの入力部に１
本発明を適用した場合の位相特性を示すものである。

第２２図（Ａ）は従来方法による特性例であり、（Ｂ）
が本発明による特性例である。

図から明らかであるように、本発明を適用した特性が、
動作域と不動作域の間の不完全動作域の幅が非常に狭く
、高精度化（高感度化）を実現できることが理解される
。

第２３図は、本発明を適用した、電力系統の電圧実効値
検出の処理ブロック構成例を示すものである。各ブロッ
クの処理は、先に説明した第１７図のＤＳＰＩｌｏｏで
演算処理する。これは１例えば電力系統の電圧・無効電
力制御装置に適用するものである。

第２３図において、１７０１のブロックはディジタルフ
ィルタ処理ブロックで本発明を適用するブロックである
。このブロックで、入力信号Ｖｉに重畳した高調波及び
オフセット分と外乱ノイズや量子化誤差を減衰させる。

特に、基本波のｎ倍（整数倍）の低次高調波及び上記し
た外乱ノイズや量子化誤差の周波数がディジタルフィル
タの零点周波数あるいは、零点周波数の近傍になるよう
に、フィルタ係数を設定し。

大きな減衰量を得るようにする。

次に、フィルタリングしたデータを用いて、１７０２の
ブロックで信号の周波数を求める。

ところで、入力データの周波数、すなわち電力系統の周
波数は変動する（±１〜３Ｈｚ）ため、ディジタルフィ
ルタの周波数特性で変動するゲインを補正する必要があ
る。

そこで、１７０３のブロックでは、１７０２のブロック
で求めた周波数を用いて、入力データのゲイン補正を行
う。

次に、ゲイン補正した、フィルタリングした入力データ
のピーク値を１７０４のブロックで求める。

例えば、ピーク値を求めるには、ピークの値を保持する
方法や、以下の式に示すような演算を行うことにより求
めることができる。

ｓｉｎωΔｔ ・・・・・・（１５） Δ七：サンプリング間隔 ω＝２πｆ　　　　　　ｆ：検出した周波数次に、上記
ピーク値を用いて、１７０５のブロックでは実効値を求
め、さらに高精度化のために、１７０６のブロックで平
均化処理を行うにのようにして、入力データの実効値を
、精度０．０１％以下で求めることができる。

当然ながら、この高精度化を達成するためには。

１７０１のブロックに示した本発明を適用したディジタ
ルフィルタが不可欠であることは言うまでもないことで
ある。

次に、本発明を適用した、別の電力系統の電圧実効値検
出方法の実施例について第２４図を用いて説明する。

処理の概要は、電力系統からの入力信号の周波数に応じ
た外部同期信号に同期して、入力信号をサンプリングす
ると共にＡ／Ｄ変換して、ディジタルフィルタリングし
、電圧実効値を求めるものである。いわば、サンプリン
グ周波数を外部条件によりアダプティブに変更して、フ
ィルタ特性を変更し、同一アルゴリズム（例えば、１周
期分のデータを二乗して積分する。）で高精度に電圧実
効値を求めるものである。これは、例えば電力系統の静
止形無動電力補償装置に適用するものである。

第２４図において、ステップ１８００ではデータ入力割
込み有かを判定する。このとき、割込み信号は、先に述
べたように、電力系統からの入力信号の周波数に同期す
るものである。

割込み有ならば、ステップ１８ｏ１でデータ入力を行う
。

その後、ステップ１８０２で本発明を適用したディジタ
ルフィルタ演算処理を行う。

すなわち、外乱ノイズや量子化誤差の発生する周波数を
ディジタルフィルタの阻止域となるようにして、ステッ
プ１８ｏ３に示す電圧実効値検出に悪影響を与えないよ
うにする。

ステップ１８０３では、例えば、以下に示すような演算
を行い、電圧の実効値を求める。

■＝　Σ　Ｖ　ｎ２　　　　　　　　　　　　　　・・
・・・（１６）この場合、入力信号の周波数に応じてサ
ンプリング周波数を変更するので、入力信号の周波数に
かかわらずに、上記アルゴリズムは一定でよい。

ステップ１８０４では、検出した電圧実効値を出力する
。

第２５図は、ステップ１８０２で示したディジタルフィ
ルタの周波数−ゲイン特性例を示す。

電力系統からの入力信号の周波数の変化分だけ、例えば
、特性１８ｏ５を特性１８０６に変更させたものである
。

ここで、外乱ノイズや量子化誤差の発生する周波数も、
サンプリング周波数に比例して変化するので、これらの
誤差の低減効果は変わることはない。従って、非常に高
精度に、電圧実効値の検出が可能であることは、いうま
でもないことである。

次に、本発明を適用したディジタル信号処理システムの
実施例について説明する。

まず、第２６図に示すシステムは信号解析システムであ
る。

本実施例では、物理量（変位、速度、圧力、温度など）
をトランスデユーサ３００１によって、電位に変換する
。このトランスデユーサ３００１の出力を通常規則的な
時間間隔でディジタル化する。すなわち、Ａ／Ｄ変換器
３００２でディジタル量に変換する。

このディジタル量を、例えば、スペクトラムアナライザ
３００４でスペクトル解析し、振幅、位相、電力あるい
はエネルギー等の周波数分析を行なう。この場合、スペ
クトル解析に本発明を適用すれば、Ａ／Ｄ変換により発
生する量子化誤差を大幅に低減でき、高精度なスペクト
ル解析が可能である。また、Ａ／Ｄ変換したデータの高
周波成分の除去、あるいは、特定の信号周波数成分の抽
出をディジタルフィルタ３００４を用いて行なえば、高
精度がデータが得られる。

なお、３００５は、取込んだ信号と他の信号との相関関
数を求めるための相関器がある。

第２６図において、本発明をＡ／Ｄ変換後のフィルタリ
ングの部分に適用することができ、高精度な信号解析シ
ステム（例えばスペクトラムアナライザなど）を構成で
きる。

第２７図に示すシステムは、音声信号処理装置、すなわ
ち、Ｃ０ＤＥＣ（変復調器）の構成例である。

アナログセンス４００１により音声信号を取込み、この
信号をＡ／Ｄ変換器４０ｏ２でＡ／Ｄ変換した後に、デ
ィジタルシグナルプロセッサ４００３にて、エコーキャ
ンセルなどの処理を施し、Ｄ／Ａ変換器４００４にてＤ
／Ａ変換してアナログ信号に変更する。そしてアナログ
信号によりアナログ制御器４０ｏ５でアナログ制御を実
行する。

第２７図において、本発明はＡ／Ｄ変換及びディジタル
シグナルプロセッサによるエコーキャンセル処理の部分
に適用できる。

第２８図に示すシステムは、ディジタルデータレコーダ
の構成例である。

第２８図において、複数のアナログ入力信号をアナログ
センサ５００１で取込み、これらの信号をアナログマル
チプレクサ５００２で切換えて。

順次Ａ／Ｄ変換器５００３でＡ／Ｄ変換し、ディジタル
シグナルプロセッサ５０　Ｑ　４でディジタル信号処理
を施し、このデータをレコーダ５００Ｓに記憶するもの
である。第２８図において、本発明は、Ａ／Ｄ変換及び
ディジタルシグナルプロセッサの部分に適用することが
でき、入力信号の忠実な記憶が可能である。

第２９図に示すシステムは、ディジタルオーディオ装置
の一例である。このシステムでは、音源６００１をアナ
ログ処理部６００２で処理し、この信号をＡ／Ｄ変換器
６００３でＡ／Ｄ変換し、このデータに処理部６００４
でディジタル処理を施し、録音機６００５で録音するも
のである。音を再生する場合には、よりディジタル的に
録音した信号７００１を処理部７００２で処理し、この
データをＤ／Ａ変換器７００３でＤ／Ａ変換し。

アナログ信号を処理部７００４で処理し、スピーカ７０
ｏ５から音として出力するようにしたものである。

第２９図において、本発明は、録音系のＡ／Ｄ変換及び
ディジタル処理の部分に適用することができ、これによ
り、音源の忠実な録音が可能であり、信号対ノイズ比（
Ｓ／Ｎ比）が大幅に向上できる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、外乱ノイズ及び量子化誤差によるノイ
ズの周波数領域をディジタルフィルタの阻止域にするこ
とができるので、以下に示す効果がある。

（１）適用したＡ／Ｄ変換器の分解能以上の分解能が発
揮できる。

（２）外乱ノイズ、量子化誤差に伴なうノイズの影響を
受けない高精度で安定な入力信号の抽出が可能である。

（３）電力系統用保護装置に適用することにより、不完
全な動作域を非常にせまくすることができ、高精度な保
護演算が可能である。

（４）電力系統の電圧実効値検出に適用することにより
、検出精度０．０１％以下で電圧実効値を求めることが
でき、電圧・無効電力制御装置及び静止形無動電力補償
装置の大幅な精度向上を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック構成図、第２
図は第１図に示すデジタルフィルタの特性図、第３図は
従来例と本発明のサンプリング方法を説明するための図
、第４図は本発明の他の実施例を示すブロック構成図、
第５図は第４図に示すデジタルフィルタの特性図、第６
図はＩＩＲ形フィルタの構成図、第７図はＦＩＲ形フィ
ルタの構成図、第８図はＩＩＲ形フイルタの適用例を示
す図、第９図は第８図に示すフィルタを用いたときの周
波数特性図、第１０図及び第１１図はそれぞれ本発明を
アダプティフィルタに適用したとき゛の作用を説明する
ためのフローチャート、第１２図は本発明を適用した電
力系統制御・保護装置のブロック構成図、第１３図は第
１２図の作用を説明するためのフローチャート、第１４
図は電力系統制御・保護装置の位相特性図、第１５図は
リアクタンスリレーの作用を説明するためのフローチャ
ート、第１６図は第１５図の処理フローに対応した動作
波形図、第１７図は本発明を適用した電力系統制御・保
護装置のアナログ入カニニットのブロック構成図、第１
８図はＤＳＰのブロック構成図、第１９図はアナログ入
カニニットの動作タイミングを説明するための図、第２
０図は本発明を適用した電力系統制御・保護装置の位相
特性図。 第２１図は本発明を適用したリアクタンスリレーの動作
インピーダンス特性図、第２２図は本発明を適用した距
離リレーの位相特性図、第２３図は本発明を適用した電
力系統の電圧実効値検出の処理ブロック構成図、第２４
図は第２３図の作用を説明するためのフローチャート、
第２５＠は第２３図に示す装置の周波数特性図、第２６
図は本発明を適用した信号解哲装置のブロック構成図、
第２７図は本発明を適用した音声信号処理装置のブロッ
ク構成図、第２８図は本発明を適用したデジタルデータ
レコーダのブロック構成図、第２９図は本発明を適用し
たディジタルオーディオ装置のブロック構成図である。 １００・・・アナログセンサ、　　１０１　サンプルホ
ルダ、　　　１０２・Ａ／Ｄ変換器、　　１０３゜２０
０・・・ディジタルフィルタ、　　１０４・・・ディジ
タル処理部。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、アナログ信号をサンプリングしてディジタルデータ
   に変換し、このディジタルデータにディジタルフィルタ
   によるフィルタ処理を施し、フィルタ処理されたディジ
   タルデータを演算処理するに際して、ディジタルフィル
   タの阻止域をアナログ信号の通過域より高い周波数帯域
   に設定し、サンプリング周波数を、外乱ノイズ及び量子
   化誤差に伴うノイズの発生領域がディジタルフィルタの
   阻止域以上となる周波数に設定したディジタル信号処理
   方法。 ２、サンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）
   倍の周波数をディジタルフィルタの零点周波数に設定し
   た請求項１記載のディジタル信号処理方法。 ３、ディジタルフィルタの零点周波数及び減衰特性を外
   乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの実測値に従って
   設定した請求項２記載のディジタル信号処理方法。 ４、外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの発生領域
   及び大きさを演算により求め、この演算値を基にディジ
   タルフィルタの零点周波数及び減衰特性を設定した請求
   項２記載のディジタル信号処理方法。 ５、外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの発生領域
   及び大きさをスペクトル分析し、この分析結果からディ
   ジタルフィルタの零点周波数及び減衰特性を設定した請
   求項２記載のディジタル信号処理方法。 ６、ディジタル演算処理の演算周期よりも短い周期でア
   ナログ信号をサンプリングする請求項１、２、３、４又
   は５記載のディジタル信号処理方法。 ７、アナログ信号をサンプリングしてホールドするサン
   プルホールド手段と、サンプルホールド手段によりホー
   ルドされたデータをディジタルデータに変換するアナロ
   グ−ディジタル変換手段と、アナログ−ディジタル変換
   手段出力のディジタルデータにフィルタ処理を施すディ
   ジタルフィルタ手段と、ディジタルフィルタ手段出力の
   ディジタルデータを基に演算処理を実行するディジタル
   処理手段とを備え、ディジタルフィルタ手段は、ディジ
   タルフィルタの阻止域がアナログ信号の通過域より高い
   周波数帯域に設定され、サンプルホールド手段のサンプ
   リング周波数は、外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイ
   ズの発生領域が前記ディジタルフィルタ手段の阻止域以
   上となる周波数に設定されているディジタル信号処理装
   置。 ８、ディジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリン
   グ周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に設
   定されている請求項７記載のディジタル信号処理装置。 ９、電力系統の電気量を示すアナログ信号をサンプリン
   グしてホールドするサンプルホールド手段と、サンプル
   ホールド手段によりホールドされたデータをディジタル
   データに変換するアナログ−ディジタル変換手段と、ア
   ナログ−ディジタル変換手段出力のディジタルデータに
   フィルタ処理を施すディジタルフィルタ手段と、ディジ
   タルフィルタ手段出力のディジタルデータを基に電力系
   統の事故判定を行うディジタル演算処理手段とを備え、
   ディジタルフィルタ手段は、ディジタルフィルタの阻止
   域がアナログ信号の通過域より高い周波数帯域に設定さ
   れ、サンプルホールド手段のサンプリング周波数は、外
   乱ノイズ及び量子化誤差に伴なうノイズの発生領域が前
   記ディジタルフィルタ手段の阻止域以上となる周波数に
   設定されている電力系統ディジタル信号処理装置。 １０、ディジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリ
   ング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に
   設定されている請求項９記載の電力系統ディジタル信号
   処理装置。 １１、解析対象の物理量に関するアナログ信号をサンプ
   リングしてホールドするサンプルホールド手段と、サン
   プルホールド手段によりホールドされたデータをディジ
   タルデータに変換するアナログ−ディジタル変換手段と
   、アナログ−ディジタル変換手段出力のディジタルデー
   タにフィルタ処理を施すディジタルフィルタ手段と、デ
   ィジタルフィルタ手段出力のディジタルデータを基にス
   ペクトル解析を実行するディジタル処理手段とを備え、
   ディジタルフィルタ手段は、ディジタルフィルタの阻止
   域がアナログ信号の通過域より高い周波数帯域に設定さ
   れ、サンプルホールド手段のサンプリング周波数は、外
   乱ノイズ及び量子化誤差に伴なうノイズの発生領域が前
   記ディジタルフィルタ手段の阻止域以上となる周波数に
   設定されているディジタル信号解析装置。 １２、ディジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリ
   ング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に
   設定されている請求項１１記載のディジタル信号解析装
   置。 １３、音声に関するアナログ信号をサンプリングしてホ
   ールドするサンプルホールド手段と、サンプルホールド
   手段によりホールドされたデータをディジタルデータに
   変換するアナログ−ディジタル変換手段と、アナログ−
   ディジタル変換手段出力のディジタルデータにフィルタ
   処理を施すディジタルフィルタ手段と、ディジタルフィ
   ルタ手段出力のディジタルデータにエコーキャンセル処
   理を施すディジタル処理手段とを備え、ディジタルフィ
   ルタ手段は、ディジタル信号の阻止域がアナログ信号の
   通過域より高い周波数帯域に設定され、サンプルホール
   ド手段のサンプリング周波数は、外乱ノイズ及び量子化
   誤差に伴なうノイズの発生領域が前記ディジタルフィル
   タ手段の阻止域以上となる周波数に設定されている音声
   信号処理装置。 １４、ディジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリ
   ング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に
   設定されている請求項１３記載の音声信号処理装置。 １５、複数のアナログ信号を順次サンプリングしてホー
   ルドするサンプルホールド手段と、サンプルホールド手
   段によりホールドされたデータをディジタルデータに変
   換するアナログ−ディジタル変換手段と、アナログ−デ
   ィジタル変換手段出力のディジタルデータにフィルタ処
   理を施すディジタルフィルタ手段と、ディジタルフィル
   タ手段出力のディジタルデータを基に演算処理を実行す
   るディジタル処理手段とを備え、ディジタルフィルタ手
   段は、ディジタル信号の阻止域がアナログ信号の通過域
   より高い周波数帯域に設定され、サンプルホールド手段
   のサンプリング周波数は、外乱ノイズ及び量子化誤差に
   伴なうノイズの発生領域が前記ディジタルフィルタ手段
   の阻止域以上となる周波数に設定されているディジタル
   データ記録装置。 １６、ディジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリ
   ング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に
   設定されている請求項１５記載のディジタルデータ記録
   装置。 １７、音声に関するアナログ信号をサンプリングしてホ
   ールドするサンプルホールド手段と、サンプルホールド
   手段によりホールドされたデータをディジタルデータに
   変換するアナログ−ディジタル変換手段と、アナログ−
   ディジタル変換手段出力のディジタルデータにフィルタ
   処理を施すディジタルフィルタ手段と、ディジタルフィ
   ルタ手段出力のディジタルデータを基に演算処理を実行
   するディジタル処理手段とを備え、ディジタルフィルタ
   手段は、ディジタル信号の阻止域がアナログ信号の通過
   域より高い周波数帯域に設定され、サンプルホールド手
   段のサンプリング周波数は、外乱ノイズ及び量子化誤差
   に伴なうノイズの発生領域が前記ディジタルフィルタ手
   段の阻止域以上となる周波数に設定されているディジタ
   ルオーディオ装置。 １８、ディジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリ
   ング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に
   設定されている請求項１７記載のディジタルオーディオ
   装置。