JPH03212159A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野］ 本発明は、複数個のスイッチングレギュレータ部から構
成され、位相差をもって同期運転させるスイッチングレ
ギュレータに関するものである。

大容量の安定化直流電源を構成する場合或いは高電圧の
安定化直流電源を構成する場合に、複数個のスイッチン
グレギュレータ部を同期運転させる構成が知られている
。このようなスイッチングレギュレータに於いては、直
流電源側から供給する電流のリップル成分が大きくなり
、又スイッチングノイズの伝播を防止する為゛に、直流
電源の入力側にコンデンサが設けられている。このコン
デンサの容量を低減し得るようにすることが要望されて
いる。

〔従来の技術〕

第６図は従来例の要部ブロック図であり、４１はトラン
ス、４２はトランス４１の一次巻線に接続した電界効果
トランジスタやバイポーラトランジスタ等のスイッチン
グ素子、４３は整流器やコンデンサ等を含む整流平滑回
路、４４はスイッチング素子４２をパルス幅制御する制
御回路、４５１．４５−２はスイッチングレギュレータ
部、４６．４７は電源側のコンデンサ、４８はインダク
タンス、４９はバッテリ等の直流電源、５０は制御回路
間を接続する制御線である。

スイッチングレギュレータ部４５−１．４５−２は、ト
ランス４１の一次巻線に接続したスイッチング素子４２
を制御回路４４からパルス幅制御し、トランス４１の二
次巻線に誘起した電圧を整流平滑回路４３により整流し
て平滑化して直流出力電圧とし、この直流出力電圧を制
御回路４４に於いて基準電圧と比較し、直流出力電圧が
設定値となるように、スイッチング素子４２のオン期間
を制御する構成を有するものである。

このようなスイッチングレギュレータ部４５−１．４５
−２のそれぞれの直流出力を並列或いは直列にして負荷
に供給する場合、スイッチング素子４２のオン、オフを
同期させる為に、制御回路４４間を制御線５０により接
続し、例えば、一方のスイッチングレギュレータ部４５
−１の制御回路４４に於ける端子ＣＴの鋸歯状波信号を
、他方のスイッチングレギュレータ部４５−２の制御回
路４４の端子ＣＴに供給し、同一の鋸歯状波信号を用い
てパルス幅制御を同期化するものである。

又コンデンサ４６．４７とインダクタンス４８七により
、スイッチングノイズが直流電源４９側へ伝播すること
を防止し、且つコンデンサ４６の充電電荷を、スイッチ
ングレギュレータ部４５−１．４５−２のスイッチング
素子４２が同時にオンとなった時に放電して、トランス
４１の一次巻線に供給することにより、直流電源４９か
ら供給する電流の変化を抑制している。

又第７図は制御回路のブロック図であり、５１は発振器
、５２．５３は比較器、５４．５５は誤差増幅器、５６
はフリップフロップ、５７はオア回路、５８．５９はノ
ア回路、６０はインバータ、６１．６２はアンド回路、
６３．６４は出力トランジスタ、ＲＴは抵抗Ｒを接続す
る端子、ＣＴはコンデンサＣを接続する端子、ＤＴはデ
ッドタイム制御端子、＋ＩＮ、−ＩＮは整流平滑出力電
圧を加える入力端子、ＦＢはフィードバック端子、ＯＣ
は出力制御端子、ＣＩ、Ｃ２，Ｅｌ、Ｅ２は出力端子で
ある。

この制御回路は、２石式のスイッチングレギュレータに
も適用できる構成を有し、又図示を省略した基準電圧発
生回路等を含む場合もあり、通常は半導体集積回路化さ
れているものである。

発振器５１は、端子ＣＴに接続したコンデンサＣに定電
流充電を行い、所定電圧となった時に急速放電を行わせ
、鋸歯状波信号を発生するものであり、端子ＲＴに接続
する抵抗Ｒ（ＫΩ］と端子ＣＴに接続するコンデンサＣ
〔μＦ〕とにより、発振器５１の発振周波数ｆは、 ｆ′、１．２／　（Ｒ−Ｃ）　　　（ＫＨｚ）となる。

第６図に於いては、この端子ＣＴのみを図示しており、
一方のスイッチングレギュレータ部４５−１の制御回路
４４は、端子ＣＴに前述のコンデンサＣを接続し、他方
のスイッチングレギュレータ部４５−２の制御回路４４
は、端子ＣＴにコンデンサＣを接続しないで、一方のス
イッチングレギュレータ部４５−１の鋸歯状波信号を、
他方のスイッチングレギュレータ部４５−２に供給して
、同期動作させるものである。

又比較器５３は、端子ＣＴに生じる鋸歯状波信号と、誤
差増幅器５４．５５の出力信号とのレベル比較を行って
、オア回路５７、ノア回路５８゜５９を介して出カドラ
ンジスタロ３．６４のオン期間を制御するものである。

又出力制御端子ｏｃを“０゛とすると、出カドランジス
タロ３．６４は同時にオン、オフ動作を行い、出力制御
端子ＯＣを“１°“とすると、フリップフロップ５６の
反転動作に対応して、出カドランジスタロ３．６４は逆
相動作を行うことになる。１石式のスイッチングレギュ
レータの場合には、出カドランジスタロ３．６４の何れ
一方の出力をスイッチング素子４２に直接或いはトラン
ス等を介して加えることになる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

前述のように、複数のスイッチングレギュレータ部４５
−１．４５−２を同期運転する場合、同一の鋸歯状波信
号を基にパルス幅制御を行うものであり、スイッチング
素子４２は同時にオン或いはオフとなるように同期化さ
れることになる。従って、並列接続されたトランス４１
の一次巻線に直流電［４９から電流を供給することにな
り、同期運転するスイッチングレギュレータ部の個数が
多くなる程、又安定化直流出力電圧を印加する負荷に供
給する電力が多くなる程、直流電源４９から供給する電
流が大きくなり、その変化を吸収する為に、直流電源４
９の出力側のコンデンサ４６の容量を大きくし、且つ許
容リップル電流値の大きい構成のものを使用しなければ
ならず、大型化すると共にコストアップの原因となる。

本発明は、直流電源４９の出力側のコンデンサ４６のリ
ップル電流値を抑制し、その容量を低減し得るようにす
ることを目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のスイッチングレギュレータは、第１図を参照し
て説明すると、トランスｌの一次巻線に接続したスイッ
チング素子２と、このトランス１の二次巻線に接続した
整流平滑回路３と、スイッチング素子２をパルス幅制御
する制御回路４とからなる複数のスイッチングレギュレ
ータ部５−１゜５−２．・・・５−ｎを備え、コンデン
サ６を有する直流電源から各スイッチングレギュレータ
部５−１〜５−ｎのトランス１の一次巻線にスイッチン
グ素子２を介して電圧を印加し、複数個のスイッチング
レギュレータ部５−１〜５−ｎを同期運転するスイッチ
ングレギュレータに於いて、制御回路４間を位相遅れ同
期回路７を介して接続し、鋸歯状波信号のレベル識別に
より、スイッチングレギュレータ部５−１〜５−ｎ対応
に鋸歯状波信号の立下りタイミングを相違させるもので
ある。

又この位相遅れ同期回路７を、マスタとしたスイッチン
グレギュレータ部の制御回路４に於ける鋸歯状波信号の
レベルと、スレーブとしたスイッチングレギュレータ部
対応の基準電圧と比較する比較器と、この比較器の出力
信号の立上りタイミングに於いてスレーブのスイッチン
グレギュレータ部の制御回路４に於ける鋸歯状波信号を
出力する為のコンデンサを強制的に放電させて、その鋸
歯状波信号を強制的に立下げる回路とから構成したもの
である。

又その位相遅れ同期回路７を、鋸歯状波信号の周期より
短い周期のパルスを出力する発振器と、各スイッチング
レギュレータ部に於ける鋸歯状波信号を出力する為のコ
ンデンサの端子電圧が、各スイッチングレギュレータ部
対応に設定した基準電圧より上昇した時にハイレベルの
信号を出力する第１の比較器と、この第１の比較器の出
力信号がハイレベルの時のみ、発振器からのパルスと前
記基準電圧とを比較して、鋸歯状波信号を出力する為の
コンデンサを強制的に放電させて、その鋸歯状波信号を
強制的に立下げる第２の比較器とから構成したものであ
る。

〔作用〕

複数個のスイッチングレギュレータ部５−１〜５−ｎの
制御回路４に於いては、位相遅れ同期回路７によりそれ
ぞれ位相差をもって同期化されるから、複数個のスイッ
チングレギュレータ部５１〜５−ｎのスイッチング素子
２が同時にオンとはならないので、直流電源から供給さ
れるピーク電流は低減される。即ち、コンデンサ６のリ
ップル電流が低減されることになり、その容量を小さく
することが可能となる。

又マスタのスイッチングレギュレータ部の鋸歯状波信号
のレベルと、スレーブのスイッチングレギュレータ部対
応に設定した基準電圧とを比較して、スレーブのスイッ
チングレギュレータ部の鋸歯状波信号を出力する為のコ
ンデンサを強制放電させることにより、マスタのスイッ
チングレギュレータ部に対して所定の位相遅れで同期化
されることになり、それによって、スイッチング素子２
はそれぞれ位相差をもってオン又はオフの制御が行われ
る。

又位相遅れ制御回路を、発振器と第１と第２の比較器に
より構成した場合、各スイッチングレギュレータ部５−
１〜５−ｎの鋸歯状波信号は、第１の比較器により基準
電圧と比較されて、その基準電圧以上となると、第２の
比較器により発振器からのパルスと基準電圧とを比較す
るように動作し、そのパルスのタイミングで、鋸歯状波
信号を出力する為のコンデンサを強制的に放電させるか
ら、発振器のパルスのタイミングを基準として、所定数
のパルス毎に鋸歯状波信号を強制的に立下げ、且つスイ
ッチングレギュレータ部毎に異なる位相とすることがで
きる。

〔実施例］ 以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。

第２図は本発明の一実施例の要部回路図であり、２個の
スイッチングレギュレータ部を同期運転する場合の制御
回路１１．１２と位相遅れ同期回路との要部を示し、直
流電源の出力側のコンデンサ。

トランス、スインチング素子、整流平滑回路等は図示を
省略している。又位相遅れ同期回路は、比較器１３．１
４と、基準電圧Ｖｒｌ、Ｖｒ２と、微分回路を構成する
抵抗Ｒ３〜Ｒ５とコンデンサＣ３とからなる場合を示す
。又比較器１４がスレーブとなるスイッチングレギュレ
ータ部に於けるコンデンサＣ２を強制放電させる回路を
構成している。

マスタとなる一方のスイッチングレギュレータ部の制御
回路１１の端子ＣＴに、コンデンサＣ１と比較器１３の
一端子が接続され、端子ＲＴに抵抗Ｒ１が接続され、端
子Ｇがアースに接続され、比較器１３の十端子に基準電
圧Ｖｒｌが加えられている。又スレーブとなる他方のス
イッチングレギュレータ部の制御回路１２の端子ＣＴに
、コンデンサＣ２と比較器１４の出力端子とが接続され
、端子ＲＴに抵抗Ｒ２が接続され、端子Ｇがアースに接
続されている。

比較器１３は、制御回路１１の端子ＣＴの鋸歯状波信号
のレベルが上昇して基準電圧Ｖｒｌより高くなると、“
０”°の出力信号となり、反対に基準電圧Ｖｒｌより低
くなると、パ１”の出力信号となる。又比較器１４の十
端子には、抵抗Ｒ４゜Ｒ５により＋Ｖの電圧が分圧され
て加えられ、且つ比較器１３の出力信号が、コンデンサ
Ｃ３を含む微分回路により微分されて加えられるもので
、その十端子の電圧が、基準電圧Ｖｒ２より低くなると
、比較器１４の出力信号は“０”となり、制御回路１２
の端子ＣＴに接続されたコンデンサＣ２の充電電荷が比
較器１４に流入し、鋸歯状波信号は強制的に立下げられ
る。

第３図は本発明の一実施例の動作説明図であり、（ａ）
は制御回路１１の端子ＣＴの鋸歯状波信号、■）は比較
器１３の出力信号、（Ｃ）は微分出力信号、（ｄ）は制
御回路１２の端子ＣＴの鋸歯状波信号のそれぞれ一例を
示す。

制御回路１１の端子ＣＴに接続され、定電流充電される
コンデンサＣ１の端子電圧の鋸歯状波信号のレベルが、
（ａ）に示すように次第に上昇して基準電圧Ｖｒｌを越
えると、比較器１３の出力信号は（ｂ）に示すように“
０゛となり、反対に基準電圧Ｖｒｌより低下すると°“
Ｉ　１１となる。この場合の基準電圧Ｖｒｌを鋸歯状波
信号のピークレベルの１／２とすれば、比較器１３の出
力信号はデユーティ５０％の信号となる。

又比較器１３の出力信号は、コンデンサｃ３を含む微分
回路により微分され、（Ｃ）に示す信号となって比較器
１４の＋端子に加えられる。この微分出力信号と基準電
圧Ｖｒ２とが比較器１４に於いて比較され、比較器１３
の出力信号の立下り時点の微分出力信号が基準電圧Ｖｒ
２より低くなるから、比較器１４の出力信号は“Ｏ”と
なる。それにより、コンデンサＣ２の充電電荷は比較器
１４に流入して放電し、制御回路１２の端子ＣＴの鋸歯
状波信号は（ｄ）に示すものとなる。即ち、制御回路１
１に於ける鋸歯状波信号（ａ）と、制御回路１２に於け
る鋸歯状波信号（ｄ）とは１８０°の位相差を有するも
のとなる。

従って、一方と他方とのスイッチングレギュレータ部に
於けるスイッチング素子のパルス幅制御によるオン、オ
フのタイミングは、１８０”ずれたものとなり、一方と
他方とのスイッチングレギュレータ部に対して共通の直
流電源側のコンデンサ６（第１図参照）のリップル電流
を低減することができる。それにより、コンデンサ６の
容量を小さくすることができる。

更に多数のスイッチングレギュレータ部を同期運転する
場合に、比較器１３の十端子に加える基準電圧Ｖｒｌを
、スイッチングレギュレータ部対応に異なる値に設定す
ることにより、それぞれ異なる位相で鋸歯状波信号を発
生させることが可能となり、それによって、各スイッチ
ングレギュレータ部のスイッチング素子のオン、オフの
タイミングをずらすことができるので、スイッチングレ
ギュレータとしての出力容量を増大した場合でも、直流
電源側のコンデンサのリップル電流を低減することがで
きる。

第４図は本発明の他の実施例の要部回路図であり、２１
．２２はスイッチングレギュレータ部の制御回路、２３
〜２６は比較器、２７は発振器、Ｒ１１−Ｒｌ４は抵抗
、Ｃ１ｌ、Ｃ１２はコンデンサ、Ｖｒｌｌ、Ｖｒ１２は
基準電圧であり、位相遅れ同期回路が、第１の比較器２
３．２５と第２の比較器２４．２６と発振器２７等によ
り構成された場合を示す。

発振器２７は、スイッチングレギュレータを構成するス
イッチングレギュレータ部の個数に対応した周波数のパ
ルス信号を出力するものであり、例えば、２個のスイッ
チングレギュレータ部を同期運転する場合、鋸歯状波信
号の周波数の２倍の周波数のパルス信号を出力するもの
である。

又　複数個のスイッチングレギュレータ部対応の制御回
路２１．２２のそれぞれの端子ＣＴにコンデンサＣ１ｌ
、Ｃ１２、端子ＲＴに抵抗Ｒ１１゜Ｒ１２が接続され、
端子Ｇがアースに接続されている。第１の比較器２３．
２５は、端子ＣＴの鋸歯状波信号と基準電圧Ｖｒｌｌ、
Ｖｒ１２とを比較し、鋸歯状波信号のレベルが高い場合
に“１”の出力信号となり、又鋸歯状波信号のレベルが
低い場合に“Ｏ”の出力信号となる。

又第２の比較器２４．２６は、一端子に第１の比較器２
３．２５の出力信号と、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４を介して発
振器２７からのパルス信号とが加えられ、十端子に基準
電圧Ｖｒｌｌ、Ｖｒ１２が加えられる。従って、第１の
比較器２３．２５の出力信号が“０”であると、抵抗Ｒ
１３，Ｒ１４を介してパルス信号が加えられても、第２
の比較器２４．２６の一端子はローレベルのままとなり
、基準電圧Ｖｒｌｌ、Ｖｒ１２より低いので、出力信号
は°″ｌ”となる。しかし、第１の比較器２３２５の出
力信号が“°１゛となると、抵抗Ｒ１３Ｒ１４を介して
加えられるパルス信号が基準電圧Ｖｒｌｌ、Ｖｒ１２に
より高くなるから、第２の比較器２４．２６の出力信号
は°“０°゛となり、コンデンサＣ１ｌ、ＣＩ２の充電
電荷は第２の比較器２４．２６に流入し、鋸歯状波信号
は強制的に立下げられる。

第５図は本発明の他の実施例の動作説明図であり、（ａ
）は発振器２７からのパルス信号、（ｂ）は制御回路２
１の鋸歯状波信号、（Ｃ）は制御回路２２の鋸歯状波信
号の一例を示す。

（ａ）　ニ示すバ）ＬｉスＰＯが抵抗Ｒ１３，Ｒ１４を
介して比較器２４．２６の一端子に加えられた時、制御
回路２１の鋸歯状波信号は（ｂ）、制御回路２２の鋸歯
状波信号は（Ｃ）に示すレベルであると共に、基準電圧
がＶｒｌｌ、Ｖｒ１２のレベルであるとすると、比較器
２５の出力信号は“０゛であるから、比較器２６の出力
信号は“′１”のままとなるが、比較器２３の出力信号
は１″となるから、比較器２４の出力信号は０”となる
。従って、制御回路２１の端子ＣＴに接続されたコンデ
ンサＣ１ｌは強制放電され、鋸歯状波信号は立下げられ
る。

次のパルスＰ１の時は、制御回路２１の鋸歯状波信号は
基準電圧Ｖｒｌｌより低いレベルであるから、比較器２
３の出力信号は０”となり、従って、比較器２４の出力
信号は°′１”のままとなる。しかし、制御回路２２の
鋸歯状波信号は基準電圧Ｖｒ１２より高いレベルとなる
から、比較器２５の出力信号は“１パとなり、比較器２
６の出力信号は′°０”となって、端子ＣＴに接続され
たコンデンサＣ１２は強制放電され、鋸歯状波信号は立
下げられる。以下パルスＰ２．Ｐ３．　　・・・に従っ
て同様な動作が繰り返され、制御回路２１゜２２の鋸歯
状波信号は、１８０°の位相差で発生されるものとなり
、この鋸歯状波信号を基にパルス幅制御が行われるから
、直流電源の出力側のコンデンサのリップル電流を抑制
することができ、そのコンデンサの容量を低減すること
ができる。

又３個のスイッチングレギュレータ部を同期運転する場
合は、例えば、発振器２７からのパルスの周波数を鋸歯
状波信号の周波数の３倍とし、各スイッチングレギュレ
ータ部は、２個おきのパルス信号に同期した鋸歯状波信
号を発生するように、基準電圧を設定する。その場合は
、各スイッチングレギュレータ部の制御回路の鋸歯状波
信号は、１２０°の位相差を有するものとなる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、スイッチングレギュレ
ータ部５−１〜５−ｎの制御回路４間に位相遅れ同期回
路７を接続し、鋸歯状波信号のレベル比較により、各ス
イッチングレギュレータ部５−１〜５−ｎに於ける鋸歯
状波信号の位相を異ならせて、パルス幅制御によるスイ
ッチング素子２のオン又はオフが、全スイッチングレギ
ュレータ部５−１〜５−ｎに於いて同一タイミングとな
ならないように制御するものであり、従って、直流電源
の出力側のコンデンサ６のリップル電流を抑制し、その
容量を低減し得るようにすることが可能となり、小型化
並びにコストダウンを図ることができる。

又位相遅れ同期回路７を、マスタのスイッチングレギュ
レータ部の鋸歯状波信号のレベルと基準電圧とを比較す
る比較器１３と、スレーブのスイッチングレギュレータ
部の鋸歯状波信号を出力する為のコンデンサＣ２を強制
放電させる回路として比較器１４とにより構成したこと
により、マスタのスイッチングレギュレータ部の鋸歯状
波信号のレベルと比較する基準電圧Ｖｒｌを、スレーブ
のスイッチングレギュレータ部対応に選定することによ
り、マスタのスイッチングレギュレータ部の鋸歯状波信
号の基準として、スレーブのスイッチングレギュレータ
部の鋸歯状波信号の位相をそれぞれ相違させて、パルス
幅制御によるスイッチング素子を、スイッチングレギュ
レータ部対応に異なるタイミングで容易に制御できるこ
とになり、直流電源の出力側のコンデンサ６の容量を低
減することができる。

又位相遅れ同期回路７を、発振器２７と、第１の比較器
２３．２５と、第２の比較器２４．２６等により構成し
、発振器２７からのパルス信号のスイッチングレギュレ
ータ部の個数おきに、各スイッチングレギュレータ部の
制御回路が同期して鋸歯状波信号を発生させることがで
きるから、パルス幅制御によるスイッチング素子２を、
スイッチングレギュレータ部対応に異なるタイミングで
容易に制御することができることになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明図、第２図は本発明の一実施
例の要部回路図、−第３図は本発明の一実施例の動作説
明図、第４図は本発明の他の実施例の要部回路図、第５
図は本発明の他の実施例の動作説明図、第６図は従来例
の要部ブロック図、第７図は制御回路のブロック図であ
る。 ｌはトランス、２はスイッチング素子、３は整流平滑回
路、４は制御回路、５−１．５−２゜・・はスイッチン
グレギュレータ部、６はコンデンサである。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）、トランス（１）の一次巻線に接続したスイッチ
   ング素子（２）と、該トランス（１）の二次巻線に接続
   した整流平滑回路（３）と、前記スイッチング素子（２
   ）をパルス幅制御して前記整流平滑回路（３）の出力直
   流電圧を安定化させる制御回路（４）とからなる複数個
   のスイッチングレギュレータ部（５−１〜５−ｎ）を備
   え、且つ入力側にコンデンサ（６）を備えた直流電源か
   ら前記複数個のスイッチングレギュレータ部（５−１〜
   ５−ｎ）の各トランス（１）の一次巻線に前記スイッチ
   ング素子（２）を介して電圧を印加し、前記複数個のス
   イッチングレギュレータ部（５−１〜５−ｎ）を同期運
   転するスイッチングレギュレータに於いて、 前記複数個のスイッチングレギュレータ部（５−１〜５
   −ｎ）の前記制御回路（４）に於けるパルス幅制御の為
   の鋸歯状波信号のレベル識別により、前記各スイッチン
   グレギュレータ部（５−１〜５−ｎ）対応の前記鋸歯状
   波信号の立下りタイミングをそれぞれ相違させる制御を
   行う位相遅れ同期回路（７）を、前記各スイッチングレ
   ギュレータ部（５−１〜５−ｎ）対応の制御回路（４）
   間に接続した ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. （２）、前記位相遅れ同期回路（７）は、前記複数個の
   スイッチングレギュレータ部（５−１〜５−ｎ）の中の
   一つをマスタとし、他をスレーブとして、マスタのスイ
   ッチングレギュレータ部（５−１）の制御回路（４）に
   於ける鋸歯状波信号のレベルと、スレーブのスイッチン
   グレギュレータ部（５−２〜５−ｎ）対応の基準電圧と
   を比較する比較器と、 前記鋸歯状波信号のレベルが前記基準電圧を越えた時の
   前記比較器の出力信号により、スイッチングレギュレー
   タ部（５−２〜５−ｎ）の制御回路（４）に於ける鋸歯
   状波信号を出力する為のコンデンサを強制的に放電させ
   て、該鋸歯状波信号を強制的に立下げる回路とから構成
   した ことを特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレ
   ータ。
3. （３）、前記位相遅れ同期回路（７）は、前記鋸歯状波
   信号の周期より短い周期のパルスを出力する発振器と、 前記各スイッチングレギュレータ部（５−１〜５−ｎ）
   に於ける鋸歯状波信号を出力する為のコンデンサの端子
   電圧が、各スイッチングレギュレータ部（５−１〜５−
   ｎ）対応に設定した基準電圧より上昇した時にハイレベ
   ルの信号を出力する第１の比較器と、 該第１の比較器の出力信号がハイレベル時のみ前記発振
   器からのパルスと前記基準電圧とを比較して、前記コン
   デンサを強制的に放電させて、鋸歯状波信号を強制的に
   立下げる第２の比較器とから構成した ことを特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレ
   ータ。