JPH03220823A - ダイレクトコンバージョン受信機 - Google Patents
ダイレクトコンバージョン受信機Info
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- JPH03220823A JPH03220823A JP1578290A JP1578290A JPH03220823A JP H03220823 A JPH03220823 A JP H03220823A JP 1578290 A JP1578290 A JP 1578290A JP 1578290 A JP1578290 A JP 1578290A JP H03220823 A JPH03220823 A JP H03220823A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- demodulation
- voltage
- mixer
- signals
- Prior art date
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- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野コ
本発明はポケットベル、移動無線電話機等に採用される
ダイレクトコンバージョン受信機に関し、−層詳細には
、ミキサから導出される復調信号から直流電圧成分を抽
出し、この直流電圧成分をミキサ等に帰還して、復調信
号における直流電圧オフセット分を抑圧し、さらに、復
調信号がデジタル信号である場合に、得られる直流電圧
分のデジタル信号列を特定のデジタル信号列と弁別して
ミキサ等への帰還の制御を行うことにより、復調信号が
供給される後段の低周波増幅回路の増幅の信号処理に係
る飽和が有効に阻止されて、所望の高受信感度が得られ
るようにしたダイレクトコンバージョン受信機に関する
。
ダイレクトコンバージョン受信機に関し、−層詳細には
、ミキサから導出される復調信号から直流電圧成分を抽
出し、この直流電圧成分をミキサ等に帰還して、復調信
号における直流電圧オフセット分を抑圧し、さらに、復
調信号がデジタル信号である場合に、得られる直流電圧
分のデジタル信号列を特定のデジタル信号列と弁別して
ミキサ等への帰還の制御を行うことにより、復調信号が
供給される後段の低周波増幅回路の増幅の信号処理に係
る飽和が有効に阻止されて、所望の高受信感度が得られ
るようにしたダイレクトコンバージョン受信機に関する
。
こ従来の技術］
従来、ポケットベル、移動無線電話機等の受信部には、
高Ｓ ／ Ｎ比ならびに高感度であり、比較的簡素な回
路構成の受信機、所謂、ダイレクトコンバージョン受信
機が採用されている。
高Ｓ ／ Ｎ比ならびに高感度であり、比較的簡素な回
路構成の受信機、所謂、ダイレクトコンバージョン受信
機が採用されている。
第２図にダイレクトコンバージョン受信機の一例を示す
。
。
この例において、符号２は受信信号Ｓａが供給される高
周波増幅回路であり、ここで分岐した高周波出力信号ｓ
ｂが供給されて低周波のＱ、■の復調信号を送出するＱ
チャネル部３、■チャネル部４が設けられている。さら
に、高周波出力信号ｓｂと略同一の発振周波数を生成し
て送出する局部発振器８と、９０°移相器１０とを有し
ている。Ｑチャネル部３、■チャネル部４にはミキサ３
ａ、４ａと、ＬＰＦ３ｂ、４ｂと、低周波増幅回路３Ｃ
１４Ｃと、Ａ／Ｄ変換器３ｄ、４ｄとが夫々連接されて
いる。さらにＡ／Ｄ変換器３ｄ、４ｄの出力信号が供給
されるデータ処理回路６とを有している。
周波増幅回路であり、ここで分岐した高周波出力信号ｓ
ｂが供給されて低周波のＱ、■の復調信号を送出するＱ
チャネル部３、■チャネル部４が設けられている。さら
に、高周波出力信号ｓｂと略同一の発振周波数を生成し
て送出する局部発振器８と、９０°移相器１０とを有し
ている。Ｑチャネル部３、■チャネル部４にはミキサ３
ａ、４ａと、ＬＰＦ３ｂ、４ｂと、低周波増幅回路３Ｃ
１４Ｃと、Ａ／Ｄ変換器３ｄ、４ｄとが夫々連接されて
いる。さらにＡ／Ｄ変換器３ｄ、４ｄの出力信号が供給
されるデータ処理回路６とを有している。
前記の構成はミキサ３ａ、４ａで復調信号（出力信号）
が導出される周知のダイレクトコンバージョンが行われ
るものであり、高周波出力信号ｓｂと略同一の発振周波
数をミキサ３ａ。
が導出される周知のダイレクトコンバージョンが行われ
るものであり、高周波出力信号ｓｂと略同一の発振周波
数をミキサ３ａ。
４ａで混合して、直接、復調信号を導出し、ＬＰＦ３ｂ
、４ｂで高周波、高次成分等を除去する。さらに、所望
の受信感度を得るため低周波増幅回路３５４ｃで増幅を
行い、ここから最終的な信号処理を行うデータ処理回路
６に供給され、例えば、ディスクリミネータと等価な処
理が行われて、復調信号Ｓｏが導出される。
、４ｂで高周波、高次成分等を除去する。さらに、所望
の受信感度を得るため低周波増幅回路３５４ｃで増幅を
行い、ここから最終的な信号処理を行うデータ処理回路
６に供給され、例えば、ディスクリミネータと等価な処
理が行われて、復調信号Ｓｏが導出される。
１発明が解決しようとする課題］
しかしながら、上記の従来例に係るダイレクトコンバー
ジョン受信機においては、高受信感度が希求され、低周
波増幅回路３５４ｃの増幅度を高めて所望の高利得を得
ている。このためミキサ３ａ、４ａの出力信号に受信信
号の搬送波に対する微小な直流電圧オフセットが生起す
る場合、その電圧を低周波増幅回路３ｃ、４Ｃで大幅に
増幅してしまい低周波増幅回路３ｃｘ４ｃが飽和する。
ジョン受信機においては、高受信感度が希求され、低周
波増幅回路３５４ｃの増幅度を高めて所望の高利得を得
ている。このためミキサ３ａ、４ａの出力信号に受信信
号の搬送波に対する微小な直流電圧オフセットが生起す
る場合、その電圧を低周波増幅回路３ｃ、４Ｃで大幅に
増幅してしまい低周波増幅回路３ｃｘ４ｃが飽和する。
そのため、結果として所望の高受信感度が得られ難い欠
点を有している。
点を有している。
本発明は係る点に鑑みてなされたものであって、比較的
簡単な回路構成において、ミキサの出力信号（復調信号
）に直流電圧オフセットが生起することなく、これによ
り、後段の低周波増幅回路の増幅に係る飽和が有効に阻
止されて、所望の高受信感度（利得）が得られるダイレ
クトコンバージョン受信機を提供することを目的とする
。
簡単な回路構成において、ミキサの出力信号（復調信号
）に直流電圧オフセットが生起することなく、これによ
り、後段の低周波増幅回路の増幅に係る飽和が有効に阻
止されて、所望の高受信感度（利得）が得られるダイレ
クトコンバージョン受信機を提供することを目的とする
。
［課題を解決するための手段２
別記の課題を解決するために、本発明のダイレクトコン
バージョン受信機は、 少なくとも受信信号と発振器から前記受信信号と略同一
の発振信号がミキサに供給されて復調信号を導出する復
調手段と、 前記復調信号に懲戒される直流電圧成分を抽出する直流
成分導出手段と、 前記直流電圧成分を帰還して復調信号における直流電圧
オフセット分を抑圧する閉ループ制御手段と、 を備えることを特徴とする。
バージョン受信機は、 少なくとも受信信号と発振器から前記受信信号と略同一
の発振信号がミキサに供給されて復調信号を導出する復
調手段と、 前記復調信号に懲戒される直流電圧成分を抽出する直流
成分導出手段と、 前記直流電圧成分を帰還して復調信号における直流電圧
オフセット分を抑圧する閉ループ制御手段と、 を備えることを特徴とする。
さらに、帰還制御手段は復調信号がデジタル信号である
場合に得られる直流電圧分のデジタル信号列を所定のデ
ジタル信号列と弁別して前記ミキサ帰還する制御を行う
ことを特徴とする。
場合に得られる直流電圧分のデジタル信号列を所定のデ
ジタル信号列と弁別して前記ミキサ帰還する制御を行う
ことを特徴とする。
［作用コ
上記の構成において、ミキサから導出される復調信号か
ら直流電圧成分が抽出され、この直流電圧成分をミキサ
等に帰還して復調信号における直流電圧オフセット分が
抑圧される。この場合、復調信号がデジタル信号である
場合に得られる直流電圧分のデジタル信号列を特定のデ
ジタル信号列と弁別して前記ミキサ帰還する制御が行わ
れる。これにより、復調信号が供給される後段の低周波
増幅回路の増幅動作の信号処理に係る飽和が有効に阻止
されて、所望の高受信感度が得られる。
ら直流電圧成分が抽出され、この直流電圧成分をミキサ
等に帰還して復調信号における直流電圧オフセット分が
抑圧される。この場合、復調信号がデジタル信号である
場合に得られる直流電圧分のデジタル信号列を特定のデ
ジタル信号列と弁別して前記ミキサ帰還する制御が行わ
れる。これにより、復調信号が供給される後段の低周波
増幅回路の増幅動作の信号処理に係る飽和が有効に阻止
されて、所望の高受信感度が得られる。
［実施例］
次に、本発明に係るダイレクトコンバージョン受信機の
実施例を添付図面を参照して以下詳細に説明する。
実施例を添付図面を参照して以下詳細に説明する。
第１図は実施例の全体構成を示すブロック図である。
第１図は閉ループ制御等をデジタル信号により行う例で
ある。この例は、供給される受信信号Ｓｅを増幅する高
周波増幅回路Ａと、ここで導出される増幅受信信号Ｓｆ
が供給されて復調信号Ｓｑ、Ｓｉを導出する復調部（復
調手段に対応〉Ｂと、復調信号Ｓｑ、Ｓｉに形成される
直流電圧成分を抽出し、復調部Ｂに帰還せしめて、復調
信号Ｓｑ、Ｓｉにおける直流電圧オフセツト分を抑圧す
る閉ループ制御部（直流成分導出手段と閉ループ制御手
段とに対応）Ｃとで概略構成されている。
ある。この例は、供給される受信信号Ｓｅを増幅する高
周波増幅回路Ａと、ここで導出される増幅受信信号Ｓｆ
が供給されて復調信号Ｓｑ、Ｓｉを導出する復調部（復
調手段に対応〉Ｂと、復調信号Ｓｑ、Ｓｉに形成される
直流電圧成分を抽出し、復調部Ｂに帰還せしめて、復調
信号Ｓｑ、Ｓｉにおける直流電圧オフセツト分を抑圧す
る閉ループ制御部（直流成分導出手段と閉ループ制御手
段とに対応）Ｃとで概略構成されている。
復調部ＢはＱ／Ｉチャネル系に弁別されて構成されてお
り、増幅受信信号Ｓｆが供給されて直接、低周波信号（
復調信号）Ｓｇａ、Ｓｇｂを導出するミキサ１４ａ、１
４ｂと、ミキサ１４ａ、１４ｂて生起した高次成分等を
除去するＬＰＦ １６ ａ、１６ｂと、復調信号Ｓｑ、
Ｓｉを導出する低周波増幅器１８ａ、１８ｂと、増幅受
信信号Ｓｆと略同一の発振周波数の局部発振周波数信号
を生成して送出する局部発振器２０と、局部発振周波数
信号を９０°移相する９０°移相器２２とを有している
。
り、増幅受信信号Ｓｆが供給されて直接、低周波信号（
復調信号）Ｓｇａ、Ｓｇｂを導出するミキサ１４ａ、１
４ｂと、ミキサ１４ａ、１４ｂて生起した高次成分等を
除去するＬＰＦ １６ ａ、１６ｂと、復調信号Ｓｑ、
Ｓｉを導出する低周波増幅器１８ａ、１８ｂと、増幅受
信信号Ｓｆと略同一の発振周波数の局部発振周波数信号
を生成して送出する局部発振器２０と、局部発振周波数
信号を９０°移相する９０°移相器２２とを有している
。
さらに、閉ループ制御部ＣはＱ／Ｉチャネル系に弁別さ
れて構成されており、前記の復調信号Ｓｑ、Ｓｉが供給
されて、デジタル化信号を導出するＡ／Ｄ変換器３２ａ
、３２ｂとが設けられている。さらに復調信号Ｓｑ、Ｓ
ｉのデジタル信号を特定のデジタル信号の列と弁別して
ミキサ１４ａ、１４ｂの直流電圧オフセット分をＤ／Ａ
変換器３３ａ、３３ｂを介して抑圧するために制御電圧
Ｃｖａ、Ｃｖｂを帰還する閉ループ制御を行い、且つ復
調出力信号Ｓ○を導出するデータ処理回路３４とを有し
ている。
れて構成されており、前記の復調信号Ｓｑ、Ｓｉが供給
されて、デジタル化信号を導出するＡ／Ｄ変換器３２ａ
、３２ｂとが設けられている。さらに復調信号Ｓｑ、Ｓ
ｉのデジタル信号を特定のデジタル信号の列と弁別して
ミキサ１４ａ、１４ｂの直流電圧オフセット分をＤ／Ａ
変換器３３ａ、３３ｂを介して抑圧するために制御電圧
Ｃｖａ、Ｃｖｂを帰還する閉ループ制御を行い、且つ復
調出力信号Ｓ○を導出するデータ処理回路３４とを有し
ている。
次に、上記の構成における実施例の動作を説明する。
先ず、供給される受信信号Ｓｅが高周波増幅回路Ａて増
幅される。ここで導出される増幅受信信号Ｓｆが分岐さ
れて、復調部Ｂのミキサ１４ａ、１４ｂに供給される。
幅される。ここで導出される増幅受信信号Ｓｆが分岐さ
れて、復調部Ｂのミキサ１４ａ、１４ｂに供給される。
ミキサ１４ａ、１４ｂには、夫々局部発振器１８から増
幅受信信号Ｓｆと略同一周波数の局部発振信号と９０゜
移相器２２を介した局部発振信号が供給され、Ｑ／Ｉチ
ャネルの復調された低周波信号Ｓｇａ。
幅受信信号Ｓｆと略同一周波数の局部発振信号と９０゜
移相器２２を介した局部発振信号が供給され、Ｑ／Ｉチ
ャネルの復調された低周波信号Ｓｇａ。
Ｓｇｂが導出される。この夫々の低周波信号Ｓｇａ、Ｓ
ｇｂはＬＰＦ１６ａ、１６ｂで高次成分等が除去される
。
ｇｂはＬＰＦ１６ａ、１６ｂで高次成分等が除去される
。
続いて、低周波増幅器１８ａ、１８ｂで所定の増幅が行
われて、復調信号Ｓｑ、Ｓｉが導出される。
われて、復調信号Ｓｑ、Ｓｉが導出される。
ここで、復調信号５ｑＳ５１はＡ／Ｄ変換器３２ａ、３
２ｂに供給されて、デジタル信号化される。このＡ／Ｄ
変換器３２ａ、３２ｂからデジタル化された復調信号（
Ｓｑ、Ｓｉ）がデータ処理回路３４に入力される。
２ｂに供給されて、デジタル信号化される。このＡ／Ｄ
変換器３２ａ、３２ｂからデジタル化された復調信号（
Ｓｑ、Ｓｉ）がデータ処理回路３４に入力される。
この復調信号Ｓｑ、Ｓｉはデータ処理回路３４に供給さ
れ、ここで特定のデジタル信号列を弁別して、Ｄ／Ａ変
換器３３ａ、３３ｂを介した制御電圧Ｃｖａ、Ｃｖｂを
ミキサ１４ａ、１４ｂに帰還する制御を行う。例えば、
復調信号５ｑＳＳｉの時間区間、例えば、１秒間におけ
るハイ論理レベルとロー論理レベルの割合を算出する。
れ、ここで特定のデジタル信号列を弁別して、Ｄ／Ａ変
換器３３ａ、３３ｂを介した制御電圧Ｃｖａ、Ｃｖｂを
ミキサ１４ａ、１４ｂに帰還する制御を行う。例えば、
復調信号５ｑＳＳｉの時間区間、例えば、１秒間におけ
るハイ論理レベルとロー論理レベルの割合を算出する。
そして、その割合におけるハイ論理レベルが、例えば、
時間割合が５０％を越えるように偏る場合に、ミキサ１
４ａ、１４ｂの出力直流電圧オフセットが子側であると
判断し、Ｄ／Ａ変換器３８ａ、３８ｂから送出される制
御電圧ＣＶａ、（：ｖｂを−（マイナス）にする信号を
出力する。
時間割合が５０％を越えるように偏る場合に、ミキサ１
４ａ、１４ｂの出力直流電圧オフセットが子側であると
判断し、Ｄ／Ａ変換器３８ａ、３８ｂから送出される制
御電圧ＣＶａ、（：ｖｂを−（マイナス）にする信号を
出力する。
さらに前記の割合がロー論理レベル、例えば、時間割合
が５０％以下のように偏っているときは、ミキサ１４ａ
、１４ｂの出力の直流電圧オフセットが一側に偏ってい
ると判断し、Ｄ／Ａ変換器３３ａ、３３ｂから送出され
る制御電圧Ｃｖａ、Ｃｖｂを＋（プラス）にする信号を
出力する。
が５０％以下のように偏っているときは、ミキサ１４ａ
、１４ｂの出力の直流電圧オフセットが一側に偏ってい
ると判断し、Ｄ／Ａ変換器３３ａ、３３ｂから送出され
る制御電圧Ｃｖａ、Ｃｖｂを＋（プラス）にする信号を
出力する。
このような閉ループ制御の処理を行い、常にミキサ１４
ａ、１４ｂの出力の電圧オフセット分の長時間平均値が
零になるように制御を行う。
ａ、１４ｂの出力の電圧オフセット分の長時間平均値が
零になるように制御を行う。
このようにして、ミキサ１４ａ、１４ｂから導出される
低周波信号から直流電圧成分を伴うデジタル信号Ｓｄａ
、Ｓｄｂを得、得られたダシタル信号５ｄａＳＳｄｂを
Ｄ／Ａ変換器３８ａ、３８ｂを介した、制御電圧Ｃｖａ
ＳＣｖｂをミキサ１４ａ、１４ｂに帰還し、ミキサ１４
ａ、１４ｂから導出される低周波信号（復調信号）にお
ける直流電圧オフセット分が抑圧される。この場合、デ
ジタル信号Ｓｄａ、５ｃａｂを特定のデジタル信号の列
と弁別しで前記ミキサ１４ａ、１４ｂ＋：Ｄ／Ａ変換器
３８ａ、３８ｂを介しで帰還する制御が行われる。これ
により、復調信号Ｓｑ、Ｓｉが供給される後段の低周波
増幅器１８ａ、１８ｂに直流電圧が入力されることたく
、増幅の信号処理に係る飽和が有効に阻止されて、所望
の高受信感度が得られることになる。
低周波信号から直流電圧成分を伴うデジタル信号Ｓｄａ
、Ｓｄｂを得、得られたダシタル信号５ｄａＳＳｄｂを
Ｄ／Ａ変換器３８ａ、３８ｂを介した、制御電圧Ｃｖａ
ＳＣｖｂをミキサ１４ａ、１４ｂに帰還し、ミキサ１４
ａ、１４ｂから導出される低周波信号（復調信号）にお
ける直流電圧オフセット分が抑圧される。この場合、デ
ジタル信号Ｓｄａ、５ｃａｂを特定のデジタル信号の列
と弁別しで前記ミキサ１４ａ、１４ｂ＋：Ｄ／Ａ変換器
３８ａ、３８ｂを介しで帰還する制御が行われる。これ
により、復調信号Ｓｑ、Ｓｉが供給される後段の低周波
増幅器１８ａ、１８ｂに直流電圧が入力されることたく
、増幅の信号処理に係る飽和が有効に阻止されて、所望
の高受信感度が得られることになる。
なお、本実施例において、制御電圧Ｃｖａ。
Ｃｖｂをミキサ１４ａ、１４ｂ１．：帰還シテ、直流電
圧オフセット分を抑圧しているが、これに限定されない
。ミキサ１４ａ、１４ｂとＤ／Ａ変換器３３ａ、３３ｂ
との間に加算回路等を設け、ここに抑圧すべく前記制御
電圧Ｃｖａ、ｃｖｂを印加して前記同様の作用効果を得
ることも本発明に含まれる。
圧オフセット分を抑圧しているが、これに限定されない
。ミキサ１４ａ、１４ｂとＤ／Ａ変換器３３ａ、３３ｂ
との間に加算回路等を設け、ここに抑圧すべく前記制御
電圧Ｃｖａ、ｃｖｂを印加して前記同様の作用効果を得
ることも本発明に含まれる。
さ与に、アナログ信号の復調信号Ｓｑ、ＳｉからＬＰＦ
等を用いて、制御電圧（ＣＶａ、Ｃｖｂ）を抽出し、こ
の制御電圧Ｃｖａ、Ｃｖｂをミキサ１４ａ、１４ｂある
いは低周波増幅器１８ａ、１８ｂに夫々帰還してミキサ
１４ａ１１４ｂから導出される復調信号Ｓｑ、Ｓｉにお
ける直流電圧オフセット分を抑圧、すだわち、アナログ
信号処理における閉ループ制御を行うことも本発明に含
まれる。
等を用いて、制御電圧（ＣＶａ、Ｃｖｂ）を抽出し、こ
の制御電圧Ｃｖａ、Ｃｖｂをミキサ１４ａ、１４ｂある
いは低周波増幅器１８ａ、１８ｂに夫々帰還してミキサ
１４ａ１１４ｂから導出される復調信号Ｓｑ、Ｓｉにお
ける直流電圧オフセット分を抑圧、すだわち、アナログ
信号処理における閉ループ制御を行うことも本発明に含
まれる。
［発明の効果〕
以上のように、本発明のダイレクトコンバージョン受信
機によれば、以下の効果乃至利点を有している。すなわ
ち、ミキサから導出される復調信号から直流電圧成分が
抽出され、この直流電圧成分をミキサ等に帰還して復調
信号における直流電圧オフセット分を抑圧する。この場
合、復調信号がデジタル信号である場合に得られる直流
電圧を特定のデジタル信号の列と弁別して前記ミキサ帰
還する閉ループ制御が行われることを特徴としている。
機によれば、以下の効果乃至利点を有している。すなわ
ち、ミキサから導出される復調信号から直流電圧成分が
抽出され、この直流電圧成分をミキサ等に帰還して復調
信号における直流電圧オフセット分を抑圧する。この場
合、復調信号がデジタル信号である場合に得られる直流
電圧を特定のデジタル信号の列と弁別して前記ミキサ帰
還する閉ループ制御が行われることを特徴としている。
これにより、比較的簡単な回路構成において、ミキサの
出力信号（復調信号）に直流電圧オフセットが生起せず
、後段の低周波増幅回路に直流電圧が入力されることな
く、その増幅に係わる信号処理の飽和が有効に阻止され
て、所望の高受信感度（利得）が得られる。
出力信号（復調信号）に直流電圧オフセットが生起せず
、後段の低周波増幅回路に直流電圧が入力されることな
く、その増幅に係わる信号処理の飽和が有効に阻止され
て、所望の高受信感度（利得）が得られる。
第１図は本発明に係るダイレクトコンバージョン受信機
の一実施例の全体構成を示すブロック図、 第２図は従来の技術に係るダイレクトコンバージョン受
信機の全体構成を示すブロック図である。 １４ａ、１４ｂ・・・ミキサ １６ ａ、 １６ ｂ・ＬＰＦ １８ａ、１８ｂ・・・低周波増幅器 ２０・・・局部発振器 ２２・・・９０°移相器 ３２ａ、３２ ｂ・Ａ／Ｄ変ｍ器 ３３ａ、３３ ｂ・Ｄ／Ａ変換器 ３４・・・データ処理回路 Ａ・・・高周波増幅回路 Ｂ・・復調部 Ｃ・・・閉ループ制御部 Ｃｖａ、Ｃｖｂ・・・制御電圧 Ｓｅ・・・受信信号 Ｓｆ・・・増幅受信信号 Ｓｇａ、Ｓｇｂ・・・低周波信号 Ｓｑ、Ｓｉ・・・復調信号 Ｓｅ・・・復調出力信号 ノ
の一実施例の全体構成を示すブロック図、 第２図は従来の技術に係るダイレクトコンバージョン受
信機の全体構成を示すブロック図である。 １４ａ、１４ｂ・・・ミキサ １６ ａ、 １６ ｂ・ＬＰＦ １８ａ、１８ｂ・・・低周波増幅器 ２０・・・局部発振器 ２２・・・９０°移相器 ３２ａ、３２ ｂ・Ａ／Ｄ変ｍ器 ３３ａ、３３ ｂ・Ｄ／Ａ変換器 ３４・・・データ処理回路 Ａ・・・高周波増幅回路 Ｂ・・復調部 Ｃ・・・閉ループ制御部 Ｃｖａ、Ｃｖｂ・・・制御電圧 Ｓｅ・・・受信信号 Ｓｆ・・・増幅受信信号 Ｓｇａ、Ｓｇｂ・・・低周波信号 Ｓｑ、Ｓｉ・・・復調信号 Ｓｅ・・・復調出力信号 ノ
Claims (3)
- （１）少なくとも受信信号と発振器から前記受信信号と
略同一の発振信号がミキサに供給されて復調信号を導出
する復調手段と、 前記復調信号に形成される直流電圧成分を抽出する直流
成分導出手段と、 前記直流電圧成分を帰還して復調信号における直流電圧
オフセット分を抑圧する閉ループ制御手段と、 を備えて構成することを特徴とするダイレクトコンバー
ジョン受信機。 - （２）請求項１記載のダイレクトコンバージョン受信機
において、閉ループ制御手段は復調信号がデジタル信号
である場合に、得られる直流電圧分のデジタル信号列を
所定のデジタル信号列と弁別して前記ミキサに帰還する
制御を行うことを特徴とするダイレクトコンバージョン
受信機。 - （３）請求項１記載のダイレクトコンバージョン受信機
において、閉ループ制御手段は、直流成分導出手段から
導出される直流電圧成分がミキサに帰還されて、復調信
号における直流電圧オフセット分を抑圧することを特徴
とするダイレクトコンバージョン受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1578290A JPH03220823A (ja) | 1990-01-25 | 1990-01-25 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1578290A JPH03220823A (ja) | 1990-01-25 | 1990-01-25 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03220823A true JPH03220823A (ja) | 1991-09-30 |
Family
ID=11898393
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1578290A Pending JPH03220823A (ja) | 1990-01-25 | 1990-01-25 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03220823A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5663989A (en) * | 1993-10-28 | 1997-09-02 | Plessey Semiconductors Limited | Control arrangements for digital radio receivers |
| US6175728B1 (en) | 1997-03-05 | 2001-01-16 | Nec Corporation | Direct conversion receiver capable of canceling DC offset voltages |
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