JPH03225223A - 位置検出装置 - Google Patents
位置検出装置Info
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- JPH03225223A JPH03225223A JP2021261A JP2126190A JPH03225223A JP H03225223 A JPH03225223 A JP H03225223A JP 2021261 A JP2021261 A JP 2021261A JP 2126190 A JP2126190 A JP 2126190A JP H03225223 A JPH03225223 A JP H03225223A
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D1/00—Measuring arrangements giving results other than momentary value of variable, of general application
- G01D1/02—Measuring arrangements giving results other than momentary value of variable, of general application giving mean values, e.g. root means square values
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/243—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the phase or frequency of AC
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、建設機械や産業機械のシリンダロッドの位置
、自動車のピストンの位１、あるいは磁気スケールのス
ケーラの位１等を磁気的に検出する位置検出装置に関す
る。
、自動車のピストンの位１、あるいは磁気スケールのス
ケーラの位１等を磁気的に検出する位置検出装置に関す
る。
建設機械や産業機械のシリンダロッドの位置を検出する
場合、シリンダロッドやシリンダロッドに接続した検出
ロッドの長手方向に、透磁率の異なった部分や磁石を所
定間隔で設けてロッドの磁気的特性を異ならせ、この磁
気的特性の相違を検出して変位量等を求める位置検出装
置がしばしば用いられる。そして、このような位置検出
装置の中に、磁気的特性の相違を検出する手段としてマ
クスウェルブリッジ回路を利用したものがある。
場合、シリンダロッドやシリンダロッドに接続した検出
ロッドの長手方向に、透磁率の異なった部分や磁石を所
定間隔で設けてロッドの磁気的特性を異ならせ、この磁
気的特性の相違を検出して変位量等を求める位置検出装
置がしばしば用いられる。そして、このような位置検出
装置の中に、磁気的特性の相違を検出する手段としてマ
クスウェルブリッジ回路を利用したものがある。
マクスウェルブリッジは、ブリッジ回路を構成する４辺
の中の一辺に標準となるインダクタンスし、を有するコ
イルを挿入し、他の一辺に未知のインダクタンスし３の
コイルを挿入して、出力端子間の出力電圧を零とするこ
とにより、インダクタンスＬ、を求めることができるよ
うになっている。
の中の一辺に標準となるインダクタンスし、を有するコ
イルを挿入し、他の一辺に未知のインダクタンスし３の
コイルを挿入して、出力端子間の出力電圧を零とするこ
とにより、インダクタンスＬ、を求めることができるよ
うになっている。
一方、マクスウェルブリッジを用いた位置検出装置は、
磁束を透過させる金属からなる検出口νドの軸方向に、
所定の間隔で検出ロッド本体より透磁率が大きい部分、
または１３ｆｆｔ率が小さい部分（透磁率変化部）を複
数設け、この検出ロッドをマクスウェルブリッジのイン
ダクタンスＬ、のコイルに挿通している。そして、検出
ロッドが軸方向に移動して透磁率変化部がコイルを３！
Ｉ遇すると、コイルの自己インダクタンスＬｓが変化し
てインダクタンスし、側の電圧と位相が異なり、この位
相差に基づく交流電圧を出力端子から取り出して、交流
電圧のゼロクロスを求めて検出ロッドの移動量、すなわ
ち検出ロッドの位置を求めるようになっている。
磁束を透過させる金属からなる検出口νドの軸方向に、
所定の間隔で検出ロッド本体より透磁率が大きい部分、
または１３ｆｆｔ率が小さい部分（透磁率変化部）を複
数設け、この検出ロッドをマクスウェルブリッジのイン
ダクタンスＬ、のコイルに挿通している。そして、検出
ロッドが軸方向に移動して透磁率変化部がコイルを３！
Ｉ遇すると、コイルの自己インダクタンスＬｓが変化し
てインダクタンスし、側の電圧と位相が異なり、この位
相差に基づく交流電圧を出力端子から取り出して、交流
電圧のゼロクロスを求めて検出ロッドの移動量、すなわ
ち検出ロッドの位置を求めるようになっている。
ところが、検出ロッドの変位がないときには、マクスウ
ェルブリッジの出力端子間電圧が零であるべきなのに、
センサの感度や検出ロッドの取り付は状態、検出ロッド
の透磁率のバラツキ、回路素子のバラツキ、そして使用
中における温度変化等の各種の原因により、出力端子間
に電圧が発生し、零点がずれる。このため、検出ロッド
が軸方向に移動したときにマクスウェルブリッジの出力
電圧は、透磁率変化部がコイルを通過することによって
生ずる交流電圧と、センサの感度や素子のバラツキ等に
基づく零点ズレによる直流電圧（オフセット電圧）とが
重畳したものになる。従って、マクスウェルブリッジの
交流出力電圧のゼロクロスを検出して検出ロッドの位置
検出や変位量を求める場合、マクスウェルブリッジの出
力電圧からオフセット電圧を除去する必要がある。
ェルブリッジの出力端子間電圧が零であるべきなのに、
センサの感度や検出ロッドの取り付は状態、検出ロッド
の透磁率のバラツキ、回路素子のバラツキ、そして使用
中における温度変化等の各種の原因により、出力端子間
に電圧が発生し、零点がずれる。このため、検出ロッド
が軸方向に移動したときにマクスウェルブリッジの出力
電圧は、透磁率変化部がコイルを通過することによって
生ずる交流電圧と、センサの感度や素子のバラツキ等に
基づく零点ズレによる直流電圧（オフセット電圧）とが
重畳したものになる。従って、マクスウェルブリッジの
交流出力電圧のゼロクロスを検出して検出ロッドの位置
検出や変位量を求める場合、マクスウェルブリッジの出
力電圧からオフセット電圧を除去する必要がある。
従来、上記のオフセット電圧を除去する方法としては、
コンデンサを用いたＡＣカップリング法とトリマ抵抗を
用いた電圧調整法とがある。しかし、ＡＣカップリング
法は、コンデンサにおける充放電を利用するため、位相
遅れが発生することと、周波数に対する追従性が悪いた
め、交流電圧のゼロクロスが遅れたり、マクスウェルブ
リッジの出力する電圧が、例えば数Ｈｚ以下の場合、交
流骨を取り出すことができない欠点がある。一方、トリ
マ抵抗による電圧調整力は、マクスウェルブリッジの出
力電圧の周波数が変化したり、オフセット電圧が変動し
て振幅中心が変化する場合、電圧調整が煩雑となる。特
に、検出ロッドがシリンダロッドであるような場合、使
用中における検出ロッドの温度変動につれてオフセット
電圧も変動し、電圧の調整をするのが容易でない。
コンデンサを用いたＡＣカップリング法とトリマ抵抗を
用いた電圧調整法とがある。しかし、ＡＣカップリング
法は、コンデンサにおける充放電を利用するため、位相
遅れが発生することと、周波数に対する追従性が悪いた
め、交流電圧のゼロクロスが遅れたり、マクスウェルブ
リッジの出力する電圧が、例えば数Ｈｚ以下の場合、交
流骨を取り出すことができない欠点がある。一方、トリ
マ抵抗による電圧調整力は、マクスウェルブリッジの出
力電圧の周波数が変化したり、オフセット電圧が変動し
て振幅中心が変化する場合、電圧調整が煩雑となる。特
に、検出ロッドがシリンダロッドであるような場合、使
用中における検出ロッドの温度変動につれてオフセット
電圧も変動し、電圧の調整をするのが容易でない。
そこで、本発明者等は、第６図に示したように、マクス
ウェルブリッジを含む検出回路の出力電圧を平均化して
比較回路の基準電圧とすることを提案した。
ウェルブリッジを含む検出回路の出力電圧を平均化して
比較回路の基準電圧とすることを提案した。
第６図において、検出回路１０は、マクスウェルブリッ
ジ１２と位相検波器１４と差動増幅器１６とからなって
おり、交流電源である発振器１８の出力側に接続されて
いる。そして、発振器１８は、例えば６０ｋＨｚの高周
波電圧を出力し、この電圧をマクスウェルブリッジ１２
に印加するとともに、位相検波器１４に入力している。
ジ１２と位相検波器１４と差動増幅器１６とからなって
おり、交流電源である発振器１８の出力側に接続されて
いる。そして、発振器１８は、例えば６０ｋＨｚの高周
波電圧を出力し、この電圧をマクスウェルブリッジ１２
に印加するとともに、位相検波器１４に入力している。
また、マクスウェルブリッジ１２の出力端子ａ、ｂ間に
現れた電圧は、差動増幅器１６によって増幅さ札位相検
波器１４に入力するようになっている。
現れた電圧は、差動増幅器１６によって増幅さ札位相検
波器１４に入力するようになっている。
位相検波器１４は、発振器１８の出力電圧と差動増幅器
１６の出力電圧との位相差を求め、そのズレ量に応じた
電圧を出力信号として出力する。
１６の出力電圧との位相差を求め、そのズレ量に応じた
電圧を出力信号として出力する。
そして、位相検波器１４の出力電圧は、出力電圧のノイ
ズを除去するノイズフィルタ２０と平均値演算回路２２
とに入力するようになっている。
ズを除去するノイズフィルタ２０と平均値演算回路２２
とに入力するようになっている。
平均値演算回路２２は、バタワース特性を有する電圧制
御型ｔＡ（ＶＣＶＳ）型の低域通過アクティブフィルタ
によって構成してあり、ＲＣＣパラシフ路２４と演算増
幅器２６とからなっている。
御型ｔＡ（ＶＣＶＳ）型の低域通過アクティブフィルタ
によって構成してあり、ＲＣＣパラシフ路２４と演算増
幅器２６とからなっている。
そして、演算増幅器２６の出力は、電圧保持回路２８に
入力するようになっている。電圧保持回路２８は、ノイ
ズフィルタ２０の出力に基づいて電圧保持タイミングを
発生する電圧保持タイミング発生回路３０からのワンシ
ョントパルスを受けると、その時に平均値演算回路２２
が出力した平均電圧を記憶し、次のワンソヨットパルス
が入力するまで保持するとともに、保持している平均電
圧をノイズフィルタ２０の出力が入力する比較回路３２
に基準電圧として入力する。
入力するようになっている。電圧保持回路２８は、ノイ
ズフィルタ２０の出力に基づいて電圧保持タイミングを
発生する電圧保持タイミング発生回路３０からのワンシ
ョントパルスを受けると、その時に平均値演算回路２２
が出力した平均電圧を記憶し、次のワンソヨットパルス
が入力するまで保持するとともに、保持している平均電
圧をノイズフィルタ２０の出力が入力する比較回路３２
に基準電圧として入力する。
このように検出回路ｌＯの出力の平均値を比較回路３２
の基準電圧とすることにより、マクスウェルブリッジ１
２の出力端子ａ、ｂ間に生ずるオフセント電圧を自動的
に調整できる。
の基準電圧とすることにより、マクスウェルブリッジ１
２の出力端子ａ、ｂ間に生ずるオフセント電圧を自動的
に調整できる。
〔発明が解決しようとする課題］
上記の平均値演算回路２２を構成している二次ｖｃｖｓ
型の低域通過アクティブフィルタは、ｆ＝（１／
π １ 、２）の時定数をもち、この周波数ｆが
フィルタリングの中心周波数となる。ところが、検出回
路１０の出力電圧の周波数は、マクスウェルブリッジ１
２のコイルＬ３に挿通した図示しない検出ロッドの移動
速度により変化する。従って、平均値演算回路２２によ
り検出回路１０の出力電圧の平均値を演算する場合、検
出ロッドの移動速度に合わせてアクティブフィルタの中
心周波数を変化させることが必要となるが、フィルタの
中心周波数を検出ロッドの移動速度に応して変化させる
ことは極めて困難である。このため、アクティブフィル
タは、検出回路ＩＯが検出ロッドの移動速度の変化に応
じて出力する周波数のすべてを平滑できるものであるこ
とが望ましい。
型の低域通過アクティブフィルタは、ｆ＝（１／
π １ 、２）の時定数をもち、この周波数ｆが
フィルタリングの中心周波数となる。ところが、検出回
路１０の出力電圧の周波数は、マクスウェルブリッジ１
２のコイルＬ３に挿通した図示しない検出ロッドの移動
速度により変化する。従って、平均値演算回路２２によ
り検出回路１０の出力電圧の平均値を演算する場合、検
出ロッドの移動速度に合わせてアクティブフィルタの中
心周波数を変化させることが必要となるが、フィルタの
中心周波数を検出ロッドの移動速度に応して変化させる
ことは極めて困難である。このため、アクティブフィル
タは、検出回路ＩＯが検出ロッドの移動速度の変化に応
じて出力する周波数のすべてを平滑できるものであるこ
とが望ましい。
一方、検出ロッドは、例えばシリンダロッドのように、
通常低速レヘルから動き始めるため、検出回路１０の出
力電圧の平均値を求める場合、低域通過フィルタを使用
することになる。ところ力（検出ロッドの移動速度の範
囲は非常に広く、検出回路１０の出力電圧の周波数も極
めて広い範囲にわたる。このため、前記の低域通過アク
ティブフィルタによって検出ロッドの高速域における平
均値を求めると、平均値演算を行うものの、時定数によ
る平滑化の演算遅れ（応答遅れ）が発生する。
通常低速レヘルから動き始めるため、検出回路１０の出
力電圧の平均値を求める場合、低域通過フィルタを使用
することになる。ところ力（検出ロッドの移動速度の範
囲は非常に広く、検出回路１０の出力電圧の周波数も極
めて広い範囲にわたる。このため、前記の低域通過アク
ティブフィルタによって検出ロッドの高速域における平
均値を求めると、平均値演算を行うものの、時定数によ
る平滑化の演算遅れ（応答遅れ）が発生する。
第７図は、その−例を示したもので、静止していた検出
ロッドが移動を開始してから、平均値演算回路２２が検
出回路１０の出力電圧の平均値を出力するまでに３００
ｍ５を要している。
ロッドが移動を開始してから、平均値演算回路２２が検
出回路１０の出力電圧の平均値を出力するまでに３００
ｍ５を要している。
本発明は、前記欠点を解消するためになされたもので、
フィルタの応答遅れを小さくすることができる位置検出
装置を提供することを目的としている。
フィルタの応答遅れを小さくすることができる位置検出
装置を提供することを目的としている。
上記目的を達成するために、本発明に係る位置検出装置
の第１は、ロッドの軸方向に沿って周期的に変化させた
磁気的特性を検出し、磁気的特性に応した電圧を出力す
る検出回路と、この検出回路の出力電圧を基準電圧と比
較する比較回路とを有し、この比較回路の出力信号に基
づいて前記ロッドの位置を求める位置検出装置において
、前記検出回路の出力電圧の平均値を求めて、前記比較
回路に前記基準電圧として与える平均値演算回路を設け
るとともに、この平均値演算回路を構成しているフィル
タのコンデンサを充電するダイオードを、前記フィルタ
の抵抗と並列に設けたことを特徴としている。
の第１は、ロッドの軸方向に沿って周期的に変化させた
磁気的特性を検出し、磁気的特性に応した電圧を出力す
る検出回路と、この検出回路の出力電圧を基準電圧と比
較する比較回路とを有し、この比較回路の出力信号に基
づいて前記ロッドの位置を求める位置検出装置において
、前記検出回路の出力電圧の平均値を求めて、前記比較
回路に前記基準電圧として与える平均値演算回路を設け
るとともに、この平均値演算回路を構成しているフィル
タのコンデンサを充電するダイオードを、前記フィルタ
の抵抗と並列に設けたことを特徴としている。
また、本発明に係る位置検出装置の第２は、ロッドの軸
方向に沿って周期的に変化させた磁気的特性を検出し、
磁気的特性に応じた電圧を出力する検出回路と、この検
出回路の出力電圧を基準電圧と比較する比較回路とを有
し、この比較回路の出力信号に基づいて前記ロッドの位
置を求める位置検出装置において、前記検出回路の出力
電圧の平均値を求めて、前記比較回路に前記基準電圧と
して与える平均値演算回路を設けるとともに、この平均
値演算回路を、直列接続した中心周波数の異なる複数の
低域通過フィルタによって構成し、かつ前段の低域通過
フィルタの中心周波数が後段の低域通過フィルタの中心
周波数より高くなっていることを特徴としている。
方向に沿って周期的に変化させた磁気的特性を検出し、
磁気的特性に応じた電圧を出力する検出回路と、この検
出回路の出力電圧を基準電圧と比較する比較回路とを有
し、この比較回路の出力信号に基づいて前記ロッドの位
置を求める位置検出装置において、前記検出回路の出力
電圧の平均値を求めて、前記比較回路に前記基準電圧と
して与える平均値演算回路を設けるとともに、この平均
値演算回路を、直列接続した中心周波数の異なる複数の
低域通過フィルタによって構成し、かつ前段の低域通過
フィルタの中心周波数が後段の低域通過フィルタの中心
周波数より高くなっていることを特徴としている。
各低域通過フィルタには、第１の発明と同様にフィルタ
のコンデンサを充電するダイオードを設けることができ
る。
のコンデンサを充電するダイオードを設けることができ
る。
（作用〕
上記の如く構成した本発明の第１は、フィルタのコンデ
ンサがダイオードを介して充電されるため、コンデンサ
の充電時間が短縮される。従って、平均値演算回路の演
算時定数（平滑時定数）が小さくなって、応答遅れを小
さくすることができる。
ンサがダイオードを介して充電されるため、コンデンサ
の充電時間が短縮される。従って、平均値演算回路の演
算時定数（平滑時定数）が小さくなって、応答遅れを小
さくすることができる。
しかも、ダイオードは、コンデンサの充電方向にのみ電
流を通すようになっているため、コンデンサの放電は通
常の時定数を保ち、平均値演算回路の平滑特性を悪化さ
せることがない。
流を通すようになっているため、コンデンサの放電は通
常の時定数を保ち、平均値演算回路の平滑特性を悪化さ
せることがない。
一方、本発明の第２においては、検出回路の出力電圧が
複数の低域通過フィルタを中心周波数の高い順位通過す
るため、前段での減衰と後段での減衰とが重ね合わさり
、平滑時定数が小さくなり、演算遅れを小さくすること
ができる。
複数の低域通過フィルタを中心周波数の高い順位通過す
るため、前段での減衰と後段での減衰とが重ね合わさり
、平滑時定数が小さくなり、演算遅れを小さくすること
ができる。
なお、第２の発明においても、低域通過フィルタのコン
デンサを充電するダイオードを設ければ、本発明の第１
と同様の理由により、さらに特性を改善することができ
る。
デンサを充電するダイオードを設ければ、本発明の第１
と同様の理由により、さらに特性を改善することができ
る。
本発明に係る位置検出装置の好ましい実施例を、添付図
面に従って詳説する。なお、前記従来技術において説明
した部分に相当する部分については、同一の符号を付し
、その説明を省略する。
面に従って詳説する。なお、前記従来技術において説明
した部分に相当する部分については、同一の符号を付し
、その説明を省略する。
第１図は、本発明の第１実施例に係る位置検出装置の説
明図である。
明図である。
第１図において、平均値演算回路２２は、ＲＣパッシブ
回路２４と演算増幅器２６とからなっている。
回路２４と演算増幅器２６とからなっている。
ＲＣパンンブ回路２４は、直列接続した抵抗Ｒ１、Ｒ１
のそれぞれに、ダイオードＤ１、Ｄ２と抵抗Ｒ５、Ｒ４
とが並列に接続しである。抵抗Ｒに並列接続したダイオ
ードＤ１は、抵抗８８２間に一端を接続したコンデンサ
Ｃ１の充電用であり、カソードが抵抗Ｒ６とともに位相
検波器１４の出力側に接続しである。そして、ダイオー
ドＤ、のアノードは、抵抗値の小さな（例えばｌΩ）抵
抗Ｒ５を介して抵抗Ｒ１，Ｒ２間に接続しである。
のそれぞれに、ダイオードＤ１、Ｄ２と抵抗Ｒ５、Ｒ４
とが並列に接続しである。抵抗Ｒに並列接続したダイオ
ードＤ１は、抵抗８８２間に一端を接続したコンデンサ
Ｃ１の充電用であり、カソードが抵抗Ｒ６とともに位相
検波器１４の出力側に接続しである。そして、ダイオー
ドＤ、のアノードは、抵抗値の小さな（例えばｌΩ）抵
抗Ｒ５を介して抵抗Ｒ１，Ｒ２間に接続しである。
一方、ダイオードＤ２は、演算増幅器２６の非反転入力
端子に接続したコンデンサＣｔの充電用であり、カソー
ドが抵抗Ｒ１とともに演算増幅器２６の非反転入力端子
と、一端を接地したコンデンサＣ２とに接続しである。
端子に接続したコンデンサＣｔの充電用であり、カソー
ドが抵抗Ｒ１とともに演算増幅器２６の非反転入力端子
と、一端を接地したコンデンサＣ２とに接続しである。
また、ダイオードＤｔのアノードは、抵抗値の小さな抵
抗Ｒ４を介して抵抗Ｒ＋、Ｒｔ間に接続しである。
抗Ｒ４を介して抵抗Ｒ＋、Ｒｔ間に接続しである。
なお、一端を抵抗Ｒ１，Ｒｇ間に接続したコンデンサＣ
Ｉの他端は、演算増幅器２６の反転入力端子に接続しで
ある。また、演算増幅器２６は、出力電圧の全部が負帰
還されているボルテージホロワとなっている。
Ｉの他端は、演算増幅器２６の反転入力端子に接続しで
ある。また、演算増幅器２６は、出力電圧の全部が負帰
還されているボルテージホロワとなっている。
上記の如（構成した実施例においては、位相検波器１４
が正の電圧を出力すると、この電圧が抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ
６、ダイオードＤ、を介してコンデンサＣ２を図示のよ
うに充電する。このため、／３１算増幅器２６の非反転
入力端子には、コンデンサＣｚの端子電圧に相当する電
圧が入力し、演算増幅器２６の出力電圧がコンデンサＣ
１を図示のように充電する。
が正の電圧を出力すると、この電圧が抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ
６、ダイオードＤ、を介してコンデンサＣ２を図示のよ
うに充電する。このため、／３１算増幅器２６の非反転
入力端子には、コンデンサＣｚの端子電圧に相当する電
圧が入力し、演算増幅器２６の出力電圧がコンデンサＣ
１を図示のように充電する。
一方、位相検波器１４が負の電圧を出力すると、コンデ
ンサＣ１がダイオードＤＩ、抵抗Ｒ２を介して図示と反
対に充電されるとともに、コンデンサＣ２の電荷が抵抗
Ｒ２を介して放電される。
ンサＣ１がダイオードＤＩ、抵抗Ｒ２を介して図示と反
対に充電されるとともに、コンデンサＣ２の電荷が抵抗
Ｒ２を介して放電される。
このように、実施例においては、コンデンサＣ１、Ｃ２
を充電するダイオードＤ、 、Ｄｚを設けたことにより
、コンデンサｃ、、Ｃ，の充電時間を短縮することがで
き、平均値演算回路２２の平滑演算時間を向上すること
ができる。従って、平均値演算回路２２は、ＲＣパッシ
ブ回路２４の中心周波数が検出ロッドの作動速度の遅い
領域に設定しである場合であっても、検出口・ノドの作
動速度の高い側においても演算の時定数の遅れが小さく
なり、応答遅れを小さくすることができる。しかも、ダ
イオードＤ＋、Ｄｔは、コンデンサｃ１、Ｃｔの充電方
向にのみｉｉ流を通すため、コンデンサＣ＋ 、Ｃｔの
放電が通常の時定数を保ち、平滑特性を悪化させること
がない。
を充電するダイオードＤ、 、Ｄｚを設けたことにより
、コンデンサｃ、、Ｃ，の充電時間を短縮することがで
き、平均値演算回路２２の平滑演算時間を向上すること
ができる。従って、平均値演算回路２２は、ＲＣパッシ
ブ回路２４の中心周波数が検出ロッドの作動速度の遅い
領域に設定しである場合であっても、検出口・ノドの作
動速度の高い側においても演算の時定数の遅れが小さく
なり、応答遅れを小さくすることができる。しかも、ダ
イオードＤ＋、Ｄｔは、コンデンサｃ１、Ｃｔの充電方
向にのみｉｉ流を通すため、コンデンサＣ＋ 、Ｃｔの
放電が通常の時定数を保ち、平滑特性を悪化させること
がない。
第２図は、第２実施例の平均値演算回路の回路図である
。
。
本実施例の平均値演算回路２２は、２つの低域通過アク
ティブフィルタ４０．５０が直列に接続しである。各低
域通過アクティブフィルタ４０．４２は、同様な構造を
なし、ＲＣＣバフ９回路と演算増幅器４２．５２とから
なっている。
ティブフィルタ４０．５０が直列に接続しである。各低
域通過アクティブフィルタ４０．４２は、同様な構造を
なし、ＲＣＣバフ９回路と演算増幅器４２．５２とから
なっている。
低域通過アクティブフィルタ４０は、２つの抵抗Ｒｍ、
Ｒｅと２つのコンデンサＣ３、ｃ４とから構成しである
。すなわち、低域通過アクティブフィルタ４０は、抵抗
Ｒ，，Ｒ，が直列接続しζあり、抵抗Ｆン、と抵抗Ｒ９
との間にコンデンサＣ３の一端が接続され、抵抗Ｒ９の
一端にコンデンサＣ４が接続しである。そして、抵抗Ｒ
８の一端は検出回路１０に接続してあり、抵抗Ｒ９の一
端が接地したコンデンサＣ４とともに演算増幅器４２の
非反転入力端子に接続しである。また、コンデンサＣ１
の他端は、演算増幅器４２の反転入力端子に接続しであ
る。なお、演算増幅器４２がボルテージホロワであるこ
とは、前記実施例と同様である。
Ｒｅと２つのコンデンサＣ３、ｃ４とから構成しである
。すなわち、低域通過アクティブフィルタ４０は、抵抗
Ｒ，，Ｒ，が直列接続しζあり、抵抗Ｆン、と抵抗Ｒ９
との間にコンデンサＣ３の一端が接続され、抵抗Ｒ９の
一端にコンデンサＣ４が接続しである。そして、抵抗Ｒ
８の一端は検出回路１０に接続してあり、抵抗Ｒ９の一
端が接地したコンデンサＣ４とともに演算増幅器４２の
非反転入力端子に接続しである。また、コンデンサＣ１
の他端は、演算増幅器４２の反転入力端子に接続しであ
る。なお、演算増幅器４２がボルテージホロワであるこ
とは、前記実施例と同様である。
一方、低域通過アクティブフィルタ５０のＲＣバソンプ
回路を構成している抵抗Ｒ１゜、Ｒｏ、コンデンサＣ２
、Ｃ＆の配置関係は、低域通過アクティブフィルタ４２
と同様であり、抵抗Ｒ１゜の−端が低域通過アクティブ
フィルタ４０の出力端子となる演算増幅器４２の出力端
子に接続しである。
回路を構成している抵抗Ｒ１゜、Ｒｏ、コンデンサＣ２
、Ｃ＆の配置関係は、低域通過アクティブフィルタ４２
と同様であり、抵抗Ｒ１゜の−端が低域通過アクティブ
フィルタ４０の出力端子となる演算増幅器４２の出力端
子に接続しである。
しかし、同じように構成しである低域通過アクティブフ
ィルタ４０．５０は、それぞれの中心周波数ｆが異なっ
ている。すはわち、検出回路１０に接続した前段の低域
通過アクティブフィルタ４０は、抵抗Ｒｅ、、Ｒｅとコ
ンデンサＣ，，Ｃ，の値が後段の低域通過アクティブフ
ィルタ５０の抵抗Ｒ５゜、Ｒｏ、コンデンサＣ，、Ｃ，
の値より小さくなっていて、低域通過アクティブフィル
タ５０より中心周波数ｆが高く、時定数が小さくなって
いる。これら抵抗とコンデンサとの数値例を示すと、Ｒ
ｓ−Ｒｑ＝１００にΩ、Ｃ，＝Ｃ，＝１０３０ｐＦ、Ｒ
，。−Ｒ＋＋＝５１０にΩ、Ｃ，＝Ｃ、＝４７３０ρＦ
とすることができる。
ィルタ４０．５０は、それぞれの中心周波数ｆが異なっ
ている。すはわち、検出回路１０に接続した前段の低域
通過アクティブフィルタ４０は、抵抗Ｒｅ、、Ｒｅとコ
ンデンサＣ，，Ｃ，の値が後段の低域通過アクティブフ
ィルタ５０の抵抗Ｒ５゜、Ｒｏ、コンデンサＣ，、Ｃ，
の値より小さくなっていて、低域通過アクティブフィル
タ５０より中心周波数ｆが高く、時定数が小さくなって
いる。これら抵抗とコンデンサとの数値例を示すと、Ｒ
ｓ−Ｒｑ＝１００にΩ、Ｃ，＝Ｃ，＝１０３０ｐＦ、Ｒ
，。−Ｒ＋＋＝５１０にΩ、Ｃ，＝Ｃ、＝４７３０ρＦ
とすることができる。
このように構成した第２実施例においては、検出回路１
０の出力電圧の周波数が第３図（Ａ）のように低い場合
、平均値演算回路２２は、中心周波数が低い後段の低域
通過アクティブフィルタ５０が主に電圧の平均化を行う
。この場合、平均値演算回路２２の応答が遅くとも、入
力してくる電圧の変動がゆっくりしているため、応答遅
れによる誤差を無視することができる。
０の出力電圧の周波数が第３図（Ａ）のように低い場合
、平均値演算回路２２は、中心周波数が低い後段の低域
通過アクティブフィルタ５０が主に電圧の平均化を行う
。この場合、平均値演算回路２２の応答が遅くとも、入
力してくる電圧の変動がゆっくりしているため、応答遅
れによる誤差を無視することができる。
一方、検出回路ｌＯの出力電圧の周波数が第３［１１（
Ｂ）のように高い場合には、中心周波数が高く、時定数
が小さい前段の低域通過アクティブフィルタ４０が主に
平均化を行う、このため、平均値演算回路２２に入力す
る電圧の周波数が高くなることによる応答遅れを小さく
できる。この場合、後段の低域通過アクティブフィルタ
５０は、電圧の平滑化にほとんど寄与せず、応答が悪く
とも影響を与えない。
Ｂ）のように高い場合には、中心周波数が高く、時定数
が小さい前段の低域通過アクティブフィルタ４０が主に
平均化を行う、このため、平均値演算回路２２に入力す
る電圧の周波数が高くなることによる応答遅れを小さく
できる。この場合、後段の低域通過アクティブフィルタ
５０は、電圧の平滑化にほとんど寄与せず、応答が悪く
とも影響を与えない。
なお、第２実施例においては、平均値演算回路２２が直
列接続した２つの低域通過アクティブフィルタによって
構成されている場合について説明したが、低域通過アク
ティブフィルタを３つ以上直列に接続して構成してもよ
い。ただし、この場合、各低域通過アクティブフィルタ
は、より後段の低域通過アクティブフィルタより中心周
波数が高くなるようにする。
列接続した２つの低域通過アクティブフィルタによって
構成されている場合について説明したが、低域通過アク
ティブフィルタを３つ以上直列に接続して構成してもよ
い。ただし、この場合、各低域通過アクティブフィルタ
は、より後段の低域通過アクティブフィルタより中心周
波数が高くなるようにする。
第４図は、第３実施例の平均値演算回路を示す回路図で
ある。本実施例は、平均値演算回路２２を構成している
低域通過アクティブフィルタの抵抗Ｒｓ 、Ｒｑ 、Ｒ
ｅ。、Ｒ１，と並列に、第１図の実施例に示したと同様
に、コンデンサＣ，、Ｃ，、Ｃｓ、Ｃｂを充電するため
のダイオードを設けたものである。このように、コンデ
ンサ充電用のダイオードを設けると、演算の時定数をよ
り小さくでき、第５回に示したように、従来３００ｍ５
かかっていた応答時間を１２０ｍ５にすることができる
。
ある。本実施例は、平均値演算回路２２を構成している
低域通過アクティブフィルタの抵抗Ｒｓ 、Ｒｑ 、Ｒ
ｅ。、Ｒ１，と並列に、第１図の実施例に示したと同様
に、コンデンサＣ，、Ｃ，、Ｃｓ、Ｃｂを充電するため
のダイオードを設けたものである。このように、コンデ
ンサ充電用のダイオードを設けると、演算の時定数をよ
り小さくでき、第５回に示したように、従来３００ｍ５
かかっていた応答時間を１２０ｍ５にすることができる
。
以上説明したように、本発明の第１によれば、フィルタ
のコンデンサがダイオードを介して充電されるため、コ
ンデンサの充電時間が短縮される。
のコンデンサがダイオードを介して充電されるため、コ
ンデンサの充電時間が短縮される。
従って、平均値演算回路の演算時定数（平滑時定数）が
小さくなって、応答遅れを小さくすることができる。し
かも、ダイオードは、コンデンサの充電方向にのみ電流
を通すようになっているため、コンデンサの放電は通常
の時定数を保ち、平均値演算回路の平滑特性を悪化させ
ることがない。
小さくなって、応答遅れを小さくすることができる。し
かも、ダイオードは、コンデンサの充電方向にのみ電流
を通すようになっているため、コンデンサの放電は通常
の時定数を保ち、平均値演算回路の平滑特性を悪化させ
ることがない。
また、本発明の第２によれば、検出回路の出力電圧が複
数の低域通過フィルタを中心周波数の高い順位通過する
ため、前段での減衰と後段での減衰とが重ね合わさり、
平滑時定数が小さくなり、演算遅れを小さくすることが
できる。
数の低域通過フィルタを中心周波数の高い順位通過する
ため、前段での減衰と後段での減衰とが重ね合わさり、
平滑時定数が小さくなり、演算遅れを小さくすることが
できる。
そして、第２の発明においても、低域通過フィルタのコ
ンデンサを充電するダイオードを設ければ、本発明の第
１と同様の理由により、さらに特性を改善することがで
きる。
ンデンサを充電するダイオードを設ければ、本発明の第
１と同様の理由により、さらに特性を改善することがで
きる。
第１図は本発明の第１実施例に係る位置検出装置の説明
図、第２図は第２実施例の平均値演算回路の回路図、第
３図は第２実施例の平均値演算回路の作用の説明図、第
４図は第３実施例に係る平均値演算回路の回路図、第５
図は第３実施例の平均値演算回路の応答特性を示す図、
第６図は検出回路の出力電圧の平均値を演算する平均値
演算回路を設けた位置検出装置の説明図、第７図は第６
図に示した位置検出装置の平均値演算回路の応答特性を
示す図である。 １０−一検出回路、２２−−一平均値演算回路、２４
−−−−ＲＣパンシブ回路、２６．４２．５２演算増幅
器、 ２ Ｂ−−−一電圧保持回路、３２比較回路、４
０．５０−−−−一低域通過アクチイブフィルタ、Ｃ１
〜ｃ、 −−−−コンデンサ、Ｄｌ、Ｄ２ダイオード
。
図、第２図は第２実施例の平均値演算回路の回路図、第
３図は第２実施例の平均値演算回路の作用の説明図、第
４図は第３実施例に係る平均値演算回路の回路図、第５
図は第３実施例の平均値演算回路の応答特性を示す図、
第６図は検出回路の出力電圧の平均値を演算する平均値
演算回路を設けた位置検出装置の説明図、第７図は第６
図に示した位置検出装置の平均値演算回路の応答特性を
示す図である。 １０−一検出回路、２２−−一平均値演算回路、２４
−−−−ＲＣパンシブ回路、２６．４２．５２演算増幅
器、 ２ Ｂ−−−一電圧保持回路、３２比較回路、４
０．５０−−−−一低域通過アクチイブフィルタ、Ｃ１
〜ｃ、 −−−−コンデンサ、Ｄｌ、Ｄ２ダイオード
。
Claims (3)
- （１）ロッドの軸方向に沿って周期的に変化させた磁気
的特性を検出し、磁気的特性に応じた電圧を出力する検
出回路と、この検出回路の出力電圧を基準電圧と比較す
る比較回路とを有し、この比較回路の出力信号に基づい
て前記ロッドの位置を求める位置検出装置において、前
記検出回路の出力電圧の平均値を求めて、前記比較回路
に前記基準電圧として与える平均値演算回路を設けると
ともに、この平均値演算回路を構成しているフィルタの
コンデンサを充電するダイオードを、前記フィルタの抵
抗と並列に設けたことを設けたことを特徴とする位置検
出装置。 - （２）ロッドの軸方向に沿って周期的に変化させた磁気
的特性を検出し、磁気的特性に応じた電圧を出力する検
出回路と、この検出回路の出力電圧を基準電圧と比較す
る比較回路とを有し、この比較回路の出力信号に基づい
て前記ロッドの位置を求める位置検出装置において、前
記検出回路の出力電圧の平均値を求めて、前記比較回路
に前記基準電圧として与える平均値演算回路を設けると
ともに、この平均値演算回路を、直列接続した中心周波
数の異なる複数の低域通過フィルタによって構成し、か
つ前段の低域通過フィルタの中心周波数が後段の低域通
過フィルタの中心周波数より高くなっていることを特徴
とする位置検出装置。 - （３）前記各低域通過フィルタは、フィルタのコンデン
サを充電するダイオードが、フィルタの抵抗と並列に設
けてあることを特徴とする請求項２に記載の位置検出装
置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2021261A JPH03225223A (ja) | 1990-01-31 | 1990-01-31 | 位置検出装置 |
| PCT/JP1991/000096 WO1991011685A1 (fr) | 1990-01-31 | 1991-01-29 | Detecteur de position |
| US07/915,850 US5327078A (en) | 1990-01-31 | 1991-01-29 | Position detecting apparstus having a mean value calculating circuit including a low pass filter |
| DE69114479T DE69114479T2 (de) | 1990-01-31 | 1991-01-29 | Lagedetektor. |
| EP91902790A EP0513353B1 (en) | 1990-01-31 | 1991-01-29 | Position detector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2021261A JPH03225223A (ja) | 1990-01-31 | 1990-01-31 | 位置検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03225223A true JPH03225223A (ja) | 1991-10-04 |
Family
ID=12050158
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2021261A Pending JPH03225223A (ja) | 1990-01-31 | 1990-01-31 | 位置検出装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5327078A (ja) |
| EP (1) | EP0513353B1 (ja) |
| JP (1) | JPH03225223A (ja) |
| DE (1) | DE69114479T2 (ja) |
| WO (1) | WO1991011685A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2022239621A1 (ja) * | 2021-05-14 | 2022-11-17 | 株式会社村田製作所 | センサ装置 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19511436A1 (de) * | 1995-03-29 | 1996-10-02 | Oelsch Fernsteuergeraete | Steuersignalgeber zur Erzeugung mehrerer Steuersignale mittels eines einzigen Steuerhebels |
| US5864493A (en) * | 1997-06-12 | 1999-01-26 | Ford Global Technologies, Inc. | Self-adapting interval mean value filter |
| DE10148918A1 (de) * | 2001-10-04 | 2003-04-10 | Philips Corp Intellectual Pty | Verfahren zur Offsetkompensation eines magnetoresistiven Weg- oder Winkelmeßsystems |
| JP4397681B2 (ja) * | 2003-12-03 | 2010-01-13 | 株式会社ワコム | 位置指示器及び位置検出装置 |
| US7323863B2 (en) * | 2005-10-14 | 2008-01-29 | Mitutoyo Corporation | Inductive transducer measurement system |
| CA3139855A1 (en) * | 2019-05-10 | 2021-02-18 | Westinghouse Electric Company Llc | Digital rod position indication system and method |
Citations (1)
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|---|---|---|---|---|
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| DE2945895C2 (de) * | 1979-11-14 | 1986-06-05 | Festo-Maschinenfabrik Gottlieb Stoll, 7300 Esslingen | Magnetischer Stellungsgeber für hydrauliche oder pneumatische Arbeitszylinder |
| US4646012A (en) * | 1984-01-24 | 1987-02-24 | Westinghouse Electric Corp. | Digital, electromagnetic rod position indicator with precisely controlled transitions between digital states |
| JPS611107A (ja) * | 1984-06-13 | 1986-01-07 | Mitsubishi Electric Corp | ロ−パスフイルタ回路 |
| JPS6152016A (ja) * | 1984-08-20 | 1986-03-14 | Mitsubishi Electric Corp | ロ−パスフイルタ回路 |
| US4749951A (en) * | 1984-06-13 | 1988-06-07 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Low-pass filter circuit with variable time constant |
| US4629983A (en) * | 1984-10-03 | 1986-12-16 | Westinghouse Electric Corp. | Digital rod position detector system |
| DE3525199A1 (de) * | 1985-07-15 | 1987-01-22 | Rexroth Mannesmann Gmbh | Induktiver geber |
| SU1354119A1 (ru) * | 1985-12-23 | 1987-11-23 | Предприятие П/Я В-8644 | Устройство дл измерени ионизационного тока детектора хроматографа |
| JPS63134901A (ja) * | 1986-11-27 | 1988-06-07 | Toshiba Corp | エレベ−タの位置パルス発生器 |
| JPS63262768A (ja) * | 1987-04-21 | 1988-10-31 | Fujitsu Ltd | パタ−ン検知信号二値化回路 |
| US4992731A (en) * | 1988-03-04 | 1991-02-12 | North American Philips Corporation | Rotary speed sensor with base line compensation of Hall cell output signal |
| JP2761944B2 (ja) * | 1989-09-29 | 1998-06-04 | 株式会社小松製作所 | 位置検出装置 |
| JP2932292B2 (ja) * | 1989-12-15 | 1999-08-09 | 株式会社小松製作所 | 磁気式位置検出装置 |
| FR2659808B1 (fr) * | 1990-03-16 | 1996-04-12 | Alcatel Nv | Procede pour appliquer des retards discrets a un signal, dispositif et systeme d'antenne hyperfrequence appliquant ce procede. |
-
1990
- 1990-01-31 JP JP2021261A patent/JPH03225223A/ja active Pending
-
1991
- 1991-01-29 DE DE69114479T patent/DE69114479T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-01-29 WO PCT/JP1991/000096 patent/WO1991011685A1/ja not_active Ceased
- 1991-01-29 EP EP91902790A patent/EP0513353B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-01-29 US US07/915,850 patent/US5327078A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6370118A (ja) * | 1986-09-11 | 1988-03-30 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 回転数検出回路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2022239621A1 (ja) * | 2021-05-14 | 2022-11-17 | 株式会社村田製作所 | センサ装置 |
| US12372592B2 (en) | 2021-05-14 | 2025-07-29 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Sensor device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0513353B1 (en) | 1995-11-08 |
| EP0513353A1 (en) | 1992-11-19 |
| EP0513353A4 (ja) | 1994-03-23 |
| DE69114479D1 (de) | 1995-12-14 |
| DE69114479T2 (de) | 1996-05-02 |
| US5327078A (en) | 1994-07-05 |
| WO1991011685A1 (fr) | 1991-08-08 |
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