JPH03230685A - 高圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野〕 本発明は、ブラウン管のアノードに加える高圧出力電圧
の安定化手段が設けられている高圧発生回路に関するも
のである。

〔従来の技術〕

周知のように、フライバックトランスの高圧側からブラ
ウン管へ高圧出力電流が流れると、高圧出力電圧が低下
し、高圧レギュレーションが悪化し、ブラウン管の画面
の大型化と高精細化に対応できなくなるという問題が生
じる。このような問題を解消するために、最近では、高
圧レギュレーションの改善手段を備えた高圧発生回路が
用いられるようになって来ている。

第８図および第９図にはレギエレーシッン特性の改善策
、つまり、高圧出方電圧の安定化の手段が用いられた高
圧発生回路が示されている。一般に、高圧発生回路は、
水平偏向出方回路ｌとフライバックトランス２を備えて
おり、水平偏向出力回路Ｉは図示されていない水平ドラ
イブ回路がらの電圧パルスを受けて、鋸歯状波の水平偏
向電流を水平偏向コイル３に加える一方において、フラ
イバックパルスを発生させ、これをフライバックトラン
ス２に加える。フライバックトランス２はフライバック
パルスを昇圧し、高圧出力電圧をブラウン管のアノード
へ加えるものである。

第８図に示す高圧安定化手段４は高圧出力電圧をブリー
ダ抵抗器５を通して検出し、この検出電圧を比較器６に
おいて電源７により与えられている基準電圧と比較し、
基準電圧よりも検出電圧が低下した時にはその低下分に
応じた動作電圧を制御トランジスタ８のベースに加えて
同トランジスタ８を駆動し、別途の補正電圧発生手段か
ら制御トランジスタ８のコレクタ側に加えられる補正電
圧をフライバックトランス２の低圧コイル１０の低圧側
に加え、フライバックトランス２の高圧コイル１１から
ブラウン管のアノードに加えられる高圧出力電圧の安定
化を図るものである。

また、第９図に示す高圧安定化手段４は可飽和リアクタ
を用いて構成されている。すなわち、ブリーダ抵抗器５
を通って検出される高圧出力電圧の検出電圧は、第８図
の場合と同様に比較器６によって比較され、検出電圧が
基準電圧よりも低下した時に、比較器６から可飽和リア
クタ１２のコイル１２ａに検出電圧の低下分に相当する
電流が供給され、コイル１２ａ側が飽和し、可飽和リア
クタ１２のコイル１２ｂ側のインダクタンスを下、げる
。この結果、コレクタパルスのパルス幅が狭くなり、コ
レクタパレスの波高値が高くなる結果、高圧コイル１１
側で昇圧されるパルス電圧が大きくなり、高圧出力電圧
の安定化が行われるのである。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、第８図および第９図に示す回路は、いず
れもフライバックトランス２の一次側の電流をボントロ
ールするように構成したものであるから、−次側を流れ
る制御電流が大きくなり、補正電流を発生する回路に大
電力用の素子や大型のトランスが必要となり、装置が大
型となり、装置コストも高価になるという問題があった
。

また、第８図および第９図に示すように、低圧コイル１
０に対して水平偏向コイル３を並列に配置すると、この
−次側に高圧出力電圧の変動に対応して変化する補正電
流が流れるため、電圧変動やフライバックパルスのパル
ス幅の変動が一次側に生じ、これにより偏向電流の振幅
が変わり、ブラウン管の画面振幅に悪影響を与えるとい
う問題があった。

さらに、高圧出力電圧の変動に対応させて一次側に加え
る補正電圧は直流に平滑する必要がありこのため、第８
図および第９図に示す回路ではダンパーダイオード１３
を介して流れる逆方向の電流を逆電流吸収コンデンサ１
４を用いて吸収させているが、この種のコンデンサ１４
には大容量のものが必要となり、このため、逆電流吸収
コンデンサ１４の充放電の時定数が大きくなり、高圧安
定化制御の応答速度が遅くなるという問題があった。

さらに、フライバックトランスを用いた高圧発生回路で
は、−ａ的に、フライバックトランスのコアに三次巻線
を巻き、この三次巻線から、例えば、垂直偏向回路の電
源電圧やその他の回路の電源電圧を取り出したり、ある
いは、フライバックパルスをＡＦＣ回路の基準周波数等
の信号として取り出すことがよく行われているが、前記
のように、フライバックトランスの一次側に補正電圧を
加える方式では、フライバックパルスの電圧やパルス幅
が変わるため、三次巻線から電源電圧やＡＦＣあるいは
ＢＬＫのパルス信号を取り出すのができなくなり、これ
を実現するためには、水平偏向出力回路１と同様な回路
を当該水平偏向出力回路１に並列に設ける等の工夫が必
要であり、回路が複雑となり、コストも高価になるとい
う問題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するためになされたも
のであり、その目的は、フライバックトランスの一次側
に補正電圧を加えることに起因する前記各種の問題を解
消し、高圧出力電圧の安定化制御を正確に行うことがで
きる高圧発生回路を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は上記目的を達成するために、次のように構成さ
れている。すなわち、本発明の高圧発生回路は、フライ
バックパルスを昇圧し、高圧出力電圧をブラウン管のア
ノードへ加えるフライバックトランスと、前記制圧出力
電圧の高圧検出手段と、前記高圧検出手段で検出される
高圧出力電圧の変動に対応させて補正電圧をフライバッ
クトランスの高圧側に加える高圧制御手段とを有する高
圧発生回路において、前記高圧制御手段とフライバック
トランスを構成する高圧コイルの高圧端間には前記補正
電圧を増幅して直接高圧コイルの高圧端側に加える多倍
圧回路が介設されていることを特徴として構成されてい
る。

〔作　用〕

本発明では、フライバックトランスの高圧側からブラウ
ン管のアノードへ加えられる高圧出力電圧は高圧検出手
段により検出される。この高圧検出手段の検出結果に基
づき、高圧制御手段は、検出電圧の低下に応じた補正電
圧を多倍圧回路へ加える。多倍圧回路は前記高圧制御手
段から加えられる補正電圧を増幅し、直接フライバック
トランスを構成する高圧コイルの高圧端に加える。この
多倍圧からフライバックトランスの高圧端にも増幅され
た補正電圧が加えられることで、高圧出力電圧の低下分
が補償され、高圧出力電圧の安定化が行われるのである
。

〔実施例〕

以下、本発明に係る高圧発生回路の一実施例を図面に基
づいて説明する。第１図には本発明に係る高圧発生回路
の一実施例の回路図が示されている０本実施例の回路は
、フライバックトランス２と、高圧出力電圧の検出手段
としての可変抵抗器１５と、高圧制御手段１６と、多倍
圧回路１７とを主要構成要素として形成されている。フ
ライバックトランス２はコアＩ８に低圧コイルＩＯと高
圧コイル１１とを巻装してなり、低圧コイル１０には従
来例と同様に、水平偏向出力回路ｌが接続されている。

高圧コイル１１は複数の整流ダイオード２０を用いて複
数のコイル部分、実施例では６個のコイル部分に分割さ
れており、各コイル部分は眉間絶縁紙を介シテ高圧ボビ
ンに積層巻きされている。フライバックトランスの高圧
端からブラウン管のアノード（図示せず）に供給される
高圧出力電圧はブリーダ抵抗器５を通して高圧検出手段
としての可変抵抗器１５により検出され、この検出結果
は後述する比較増幅器２１に加えられている。

前記高圧制御手段■６はフライバックトランス２のコア
１８を利用して高圧側に巻装され、補正電圧ｅｌ　　（
第２図（ａ））を発生する補正電圧発生コイル１９と、
基準パルス発生コイル２２と、増幅器２３と、クリップ
回路２４と、積分回路２５と、比較増幅器２１と、反転
増幅器２６と、スイッチング動作制御回路２７と、スイ
ッチング回路２８と、補正電圧供給部３０とを主要構成
要素としている。この高圧制御手段１６の回路は、例え
ば、特開平１−２９８８７３号公報において公知であり
、詳細な説明は省略し、簡単にその構成および動作を説
明する。

基準パルス発生コイル２２はフライバックトランス２の
コア１８に他のコイルと絶縁させて低圧側に巻装され、
第２図（ａ）に示すフライバックパルス波形のパルス電
圧ｅ、を発生する。このパルス電圧ｅよは整流器３１で
負の成分がカットされ、電圧ｅ８の正の成分を増幅器２
３０反転入力端、すなわち、マイナス側端子に加える。

増幅器２３はこの入力電圧を増幅してその出力をクリッ
プ回路２４へ加える。クリップ回路２４ば前記増幅器２
３によって増幅された電圧波形の頭部を切断し、第２図
（ｂ）に示すように、帰線期間Ｔｒをパルス幅とする矩
形波の電圧ｅ３を作り出し、これを積分回路２５に加え
る。積分回路２５は矩形波電圧ｅ、を帰線期間Ｔｒの全
期間にわたって積分し、第２図（Ｃ・）に示すように、
帰線期間の始点の位置をＯとし、同期間の終点の位置で
ピーク値となる右上がりの波形を作り出す、この場合、
帰線期間Ｔｒを越える範囲は積分が行われないから、波
形はピーク位置から放電等により右下がりの電圧波形と
なり、全体的に帰線期間Ｔｒの終点の位置でピークとな
る三角波の電圧ｅｓが作り出される。比較増幅器２１は
三角波電圧ｅｓと前記可変抵抗器１５から加えられる検
出電圧ｅ、とを比較しく第２図（Ｃ））、三角波電圧ｅ
ｓが検出電圧ｅ４を越える区間で、負（０を含む）の定
電圧となり、それ以外は走査期間をも含めて正の一定レ
ベルの電圧となる制御信号ｅｔ　　（第２図（ｂ））を
反転増幅器２６に加える。

この反転増幅器２６によって正負が反転された出力信号
ｅ、（第２図（ｒ））はスイッチング回路２８に加えら
れる（この場合、ｅ７の波形を反転増幅器２６で反転す
るとｅ／、の波形（第２図（ｅ））となるが、ｔ４〜１
．およびｔ、〜ｔ１゜の期間は走査期間Ｔｓに入ってお
り、パワートランジスタ３３がカットオフするので、結
果的にはｅ、の波形の電圧がスイッチング回路２８に加
えられる）、スイッチング回路２８は反転増幅器２６か
ら加えられる電圧ｅ、が正の時に、補正電圧供給部３０
に動作信号を加える。

補正電圧供給部３０はドライブトランス３２と、パワー
トランジスタ３３を主要構成要素としており、前記スイ
ッチング回路２８からの動作信号はドライブトランス３
２の一次側コイル３４に加えられる。

この時、ドライブトランス３２の二次側コイル３５にパ
ワートランジスタ３３を駆動するベース電流が流れ、パ
ワートランジスタ３３はオンして補正電圧発生コイル１
９で発生した電圧ｅｌのうちオン期間の電圧ｅＩ！を補
正電圧として出力する。

本実施例において特徴的なことは、多倍圧回路（実施例
では２倍圧回路）１７が補正電圧供給部３０と高圧コイ
ルｔｉの高圧端間に介設されていることである。多倍圧
回路１７はＡＣ側コンデンサ３７と、ＤＣ側コンデンサ
３８．３９と、複数のダイオード４゜とを有して構成さ
れ、パワートランジスタ３３のエミッタ側から加えられ
る補正電圧を倍圧してこれを高圧出力電圧に加えるので
ある。すなわち、多倍圧回路１７は、最初の帰線期間で
は第１図のａのルートで電流が流れ、第１図および第６
図で示すＤＣ側コンデンサ３８にパワートランジスタ３
３のコレクタ側に発生する補正パルス電圧ｅ１の正側の
電圧ＥのうちＥ＋ｚ（第２図（ｉ））をチャージする。

次に、走査期間では、ｂのルートで電流が流れる。次に
再び帰線期間になると、ａのルートで電流が流れ、ＤＣ
側のコンデンサ３９に２Ｅ、ｚの電圧がチャージされ、
パワートランジスタ３３がら供給される補正電圧を２倍
に増幅してフライバックトランス２の高圧端に加えるの
である。なお、第７図は第６図の各点における電圧波形
を示したものであり、第７図（ａ）はパワートランジス
タ３３から出るパルスがＯＮの時の各点の波形が示され
ており、第７図（ｂ）にはそのパルスがＯＦＦの時の各
点の波形が示されている。

この多倍圧回路の設計にあっては、ＤＣ側コンデンサ３
８．３９はＡ’Ｃ的なアースポイントと接続するが、こ
のアースポイントは一般的なアースだけでなく、ブラウ
ン管をアースポイントとして選ぶことができ、また、本
実施例のように高圧コイル１１が整流ダイオード２０を
介して複数に分割されるタイプのものにあっては、高圧
コイルの低圧端もアースポイントとして採用することが
できる。これらの場合、ＤＣ側のコンデンサ３８．３９
のアースポイントをブラウン管側で接続する場合にはＤ
Ｃ側コンデンサ３９の耐圧を他のアースポイントを選ぶ
よりも低くできるという利点が得られる。また、高圧コ
イル１１が整流ダイオード２０で複数に分割されている
タイプのものにあっては、積層高圧コイルの最内層に補
正電圧発生コイル１９を巻くようにすれば、この補正電
圧発生コイル１９と高圧コイル１１の最内層のコイル部
分とをＤＣコンデンサとして利用できるので、ＤＣコン
デンサ３８は省略することができることになる。また、
ＤＣ側コンデンサ３９の一端側Ｘは高圧コイル１１を複
数−に分割している任意の電流ダイオード２０のカソー
ド偏に接続したものでもよい。

この実施例の回路では、高圧出力電圧が低下すればする
ほど検出電圧ｅ６が下がり、第２図（Ｃ）かられかるよ
うに、三角波電圧ｅｓを切る区間が長くなり、電圧ｅ、
の正の部分のパルス幅が広くなり、パワートランジスタ
３３のオン期間が長くなるから、第２図（Ｃ）に示すよ
うに、高圧出力電圧に加えられる補正電圧ｅｌｔが大き
くなる。逆に、高圧出力電圧の低下が小さい時には、電
圧ｅ＝の正のパルス幅も狭くなり、パワートランジスタ
３３のオン期間も短（なるから、高圧出力電圧に加えら
れる補正電圧ｅ＋ｚの大きさも小さくなる。このように
、本実施例では、パルス幅制御により、高圧出力電圧の
変動の大きさに応じて補正電圧を加え、高圧出力電圧の
安定化を図る。

本実施例のスイッチング動作制御回路２７は、トランジ
スタを含み、高圧出力電圧が大きく低下して、検出電圧
ｅ、が三角波電圧ｅ５の立ち上がり位置の０電圧よりも
低下した時に、基準パルス発生コイル２２と増幅器２３
との間に設けられる抵抗器３６から加えられる第２図（
ｇ）に示すような波形を利用して、帰線期間の全期間ス
イッチング回路２日から動作信号をドライブトランス３
２に供給させ、帰線期間の全期間にわたりパワートラン
ジスタ３３をオンさせ、補正電圧を多倍圧回路１７を介
して高圧出力電圧に加える。

ところで、補正電圧供給部３０から加えられる補正電圧
を多倍圧回路１７で倍圧する場合、その倍圧出力を本実
施例のように、直接高圧コイル１１の高圧端に加える方
式と、高圧コイル１１の低圧端に加える方式とが考えら
れる。しかし、倍圧出力を高圧コイル１１の低圧端に加
える方式は、補正電圧を高圧出力電圧に供給するための
高圧コイル１１を通る電流がインピーダンスの高い高圧
コイル１１を通る際に大幅な遅れが生じ、結果的には高
圧コイルのり一ケージインダクタンスの影響による高圧
電流の遅れとして、あるいは、フライバックトランス２
の分布容量によって構成される積分回路による補正電圧
の遅れとして、補正電圧の印加の過渡応答が遅れてしま
う問題が生じる。

すなわち、ビーム電流、つまり、高圧出力電流が第３図
（ａ）の波形として示される時、この高圧出力電流が流
れることにより、フライバックトランス単体では第３図
（ｂ）に示すような高圧出力電圧の変動が生じる。この
高圧出力電圧の変動を補償するためには、第３図（ｂ）
の波形と上下対象の波形の補正電圧を加えれば高圧出力
電圧は一定に安定化される。ところが、多倍圧回路で倍
圧された補正電圧を高圧コイル１１を通して高圧出力電
圧に加える方式では、第３図（ｃ）に示すように補正電
圧の波形の立ち上がり位置がビーム電流の立ち上がり位
置から遅れを生じ、この遅れのために、補正電圧が加え
られた高圧出力電圧は第３図（ｄ）に示すように比較的
大きな、例えば、ビーム電流のパルス幅が８１ｍ５で大
きさが４ｍＡ、高圧出力電圧の低下が２ＫＶの場合に、
補正電圧を加えてもほぼＩＫＶの電圧低下分が残ってし
まうという問題が生じる。つまり、補正電圧の印加の遅
れ期間における高圧出力電圧の低下分の補正は不可能と
なり、この補正不可能区間が生じるために、補正後の高
圧出力電圧に大きな不足分が生じてしまう。

これに対し、本実施例では、多倍圧回路１７で倍圧した
補正電圧を、高圧コイル１１を通さずに、直接、高圧出
力電圧に印加することで、高圧コイルを通る時の遅れが
生じない、すなわち、本実施例では、補正電圧を多倍圧
回路１７のＡＣ側コンデンサ３７の進相性を利用して高
圧コイルＩＩの高圧端にバイパスさせることで過渡応答
の遅れは全く生じない。従って、第４図（ａ）に示すよ
うに、ビーム電流のパルス立ち上がり位置と同時期に、
倍圧された補正電圧が高圧出力電圧に加えられる結果、
第４図（ｂ）に示すように、補正電圧が加えられた高圧
出力電圧には、例えば、ｔｏｏ　ｖ程度のわずかな電圧
の低下分が残るだけとなり、第３図（ｄ）に示す場合に
比べ、より効果的な高圧出力電圧の安定化制御が行われ
るのである。

また、本実施例では、多倍圧回路１７として２倍圧回路
を採用していることから、高圧コイル１１の中間点に、
高圧出力電圧Ｈｖのｌ／２．の安定した電圧の点が得ら
れるという効果がある。すなわち、第５図に示すように
、高圧出力電圧ＨｖがΔＨｖだけ低下した時、高圧出力
電流に対するレギュレーション特性は曲線Ｓ１で表わさ
れ、高圧出力電圧の低下は斜線Ａ１の領域として表わさ
れる。従って、高圧出力電圧Ｈｖを安定化させるには、
このＡ、の領域と上下対称の領域Ａ２で表わされる補正
電圧ΔＨｖを加えればよい。高圧コイル１１の中間点に
おけるレギュレーション特性は電圧Ｈ。

／２の電圧を基準にしてΔＨｖ／２だけ下がった曲線Ｓ
２となる。このＨｖ／２からΔＨｖ／２だけ下がった斜
線の領域Ａ３からＡ、の領域の面積の１／２となる０本
実施例では、多倍圧回路１７を２倍圧回路により構成し
ているから、多倍圧回路１７に入る前、すなわち、パワ
ートランジスタ３３のエミッタ側でΔＨｖ／２の補正電
圧が加えられることとなり、高圧コイル１１の中間点で
は、このΔＨｖ／２の電圧がレギュレーションカーブＳ
２の上側に加えられることになり、高圧コイル１１の中
間点では、Ｈｖ／２の安定した電圧となる。

従って、この高圧コイル１１の中間点から、例えば、高
圧出力電圧を検出するためのブリーダ抵抗器５を接続す
るか、あるいはフォーカス調整電圧の取り出し部分とす
れば、高圧出力電圧に対する良好な追従性が得られ、高
精度のもとて高圧出力電圧の検出やフォーカス調整を行
うことが可能となる。また、高圧コイル１１の中間点か
ら検出電圧やフォーカス調整電圧を取り出せば、これら
を高圧コイルｌｌの高圧端から取り出す場合に比べ、取
り出し電圧が小さくなり、これに伴い捨て去る電力も小
さくなり、電力損失も非常に小さなものとなる。しかも
、前記のように、取り出し電圧を小さくできるから、回
路基板に回路を印刷形成するような場合、回路間の耐圧
を小さくすることができ、これにより、回路基板を小さ
くすることができる結果、装置の小型化を図ることがで
きる。

なお、本発明は上記実施例に限定されることばなく、様
々な実施の態様を採り得る０例えば、上記実施例では、
高圧制御手段１６をパルス幅制御方式の回路で構成した
が、高圧制御手段は高圧出力電圧の検出結果に基づき、
補正電圧を多倍圧回路に加えることができる回路構成で
あれば他の任意の回路を採用することが可能であり、例
えば、補正電圧を別個独立のトランスで発生させ、この
トランスで発生した補正電圧を多倍圧回路に加えるよう
にしてもよい、このトランスによる場合も、補正電圧は
パルスによって発生させ、このパルス波形の補正電圧を
多倍圧回路に加えることになる。

さらに、上記実施例では、多倍圧回路を２倍圧回路で構
成したが、これを３倍圧回路あるいは４倍圧回路等他の
多倍圧形式の回路で構成してもよく、また、複数の多倍
圧回路を補正電圧供給部３０と高圧コイル１１の高圧出
力端間に介設する等、様々な構成が考えられる。ただ、
この場合、本実施例のように、パワートランジスタ３３
を用いてパルス幅制御を行うタイプのものにあっては、
パワートランジスタ３３の耐圧を考慮して多倍圧回路の
回路形態を設計することになる。

〔発明の効果〕

本発明は、高圧出力電圧の低下分を多倍圧回路によりフ
ライバックトランスの二次側の高圧端に加える方式であ
るから、フライバックトランスの一次側に影響を与える
ことがなく、−次側に補正電流を加えることによる従来
の各種の問題を効果的に解消することができる。

しかも、本発明は、補正電圧をフライバックトランスの
高圧コイルを通さずに直接フライバックトランスの高圧
端に加えるものであるから、補正電圧を高圧コイルを通
すことによって生じる時間遅れも全（生じることがなく
、高圧出力電圧の変動に対してダイナミック応答性を大
幅に改善することができ、高精度のもとで高圧出力電圧
の安定化を図ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る高圧発生回路の一実施例を示す回
路図、第２図は同実施例における各回路部分の波形図、
第３図は補正電圧を高圧コイルを通して加えた時の過渡
応答の遅れ状態を示す波形説明図、第４図は本実施例に
おける過渡応答の遅れのない状態での補正作用を示す波
形説明図、第５図は本実施例における高圧コイルの中間
点におけるレギュレーション特性の説明図、第６図は本
実施例における多倍圧回路の動作を説明する回路図、第
７図は第６図の各点における電圧波形図、第８図および
第９図は従来の一般的な高圧安定化手段を備えた高圧発
生回路の回路図である。 １・−水平偏向出力回路、２・−・フライバックトラン
ス、３・−水平偏向コイル、４・−高圧安定化手段、５
−ブリーダ抵抗器、６−比較器、７・−・電源、８−制
御トランジスタ、ｉｏ−低圧コイル、ｌ　ｌ−高圧コイ
ル、１２・−・可飽和リアクタ、１２ａ、　１２ｂ　−
コイル、１３−ダンパーダイオード、１４・−・逆電流
吸収コンデンサ、１５・−・可変抵抗器、１６・−高圧
制御手段、１７−・多倍圧回路、１８・−コア、１９−
−−−一補正電圧発生コイル、２〇−整流ダイオード、
２１−比較増幅器、２２・−・基準パルス発生コイル、
２３−増幅器、２４−クリップ回路、２５−　　積分回
路、２６−・反転増幅器、２７−スイッチング動作制御
回路、２８−　スイッチング回路、３０補正電圧供給部
、３１−整流器、３２−・−ドライブトランス、３３−
・パワートランジスタ、３４・−−一次側コイル、３５
・−二次側コイル、３６−抵抗器、３’７’−Ａ　Ｃ側
コンデンサ、３８．３９−−−Ｄ　Ｃ側コンデンサ、４
０ダイオード。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. フライバックパルスを昇圧し高圧出力電圧をブラウン管
   のアノードへ加えるフライバックトランスと、前記高圧
   出力電圧の高圧検出手段と、前記高圧検出手段で検出さ
   れる高圧出力電圧の変動に対応させて補正電圧をフライ
   バックトランスの高圧側に加える高圧制御手段とを有す
   る高圧発生回路において、前記高圧制御手段とフライバ
   ックトランスを構成する高圧コイルの高圧端間には前記
   補正電圧を増幅して直接高圧コイルの高圧端側に加える
   多倍圧回路が介設されていることを特徴とする高圧発生
   回路。