JPH03230684A - 高圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ブラウン管のアノードに加える高圧出力電圧
の安定化手段が設けられてい、る高圧発生回路に関する
ものである。

〔従来の技術〕

周知のように、フライバックトランスの高圧側からブラ
ウン管へ高圧出力電流が流れると、高圧出力電圧が低下
し、高圧レギュレーションが悪化し、ブラウン管の画面
の大型化と高精細化に対応できなくなるという問題が生
じる。このような問題を解消するために、最近では、高
圧レギュレーションの改善手段を備えた高圧発生回路が
用いられるようになって来ている。

第８図および第９図にはレギュレーション特性の改善策
、つまり、高圧出力電圧の安定化の手段が用いられた高
圧発生回路が示されている。一般に、高圧発生回路は（
水平偏向出力回路ｌとフライバックトランス２を備えて
おり、水平偏向出力回路ｌは図示されていない水平ドラ
イブ回路からの電圧パルスを受けて、鋸歯状波の水平偏
向電流を水平偏向コイル３に加える一方において、フラ
ィバックパルスを発生させ、これをフライバックトラン
ス２に加える。フライバックトランス２はフライバンク
パルスを昇圧し、高圧出力電圧をブラウン管のアノード
へ加えるものである。

第８図に示す高圧安定化手段４は高圧出力電圧をプリー
ダ抵抗器５を通して検出し、この検出電圧を比較器６に
おいて電源７により与えられている基準電圧と比較し、
基準電圧よりも検出電圧が低下した時にはその低下分に
応した動作電圧を制御トランジスタ８のベースに加えて
同トランジスタ８を駆動し、別途の補正電圧発生手段か
ら制御トランジスタ８のコレクタ側に加えられる補正電
圧をフライバックトランス２の低圧コイルｌＯの低圧側
に加え、フライバックトランス２の高圧コイル１１から
ブラウン管のアノードに加えられる高圧出力電圧の安定
化を図るものである。

また、第９図に示す高圧安定化手段４は可飽和リアクタ
を用いて構成されている。すなわち、ブリーダ抵抗器５
を通って検出される高圧出力電圧の検出電圧は、第８図
の場合と同様に比較器６によって比較され、検出電圧が
基準電圧よりも低下した時に、比較器６から可飽和リア
クタ１２のコイル１２ａに検出電圧の低下分に相当する
電流が供給され、コイル１２ａ側が飽和し、可飽和リア
クタ１２のコイルＬＺｂ側のインダクタンスを下げる。

この結果、コレクタパルスのパルス幅が狭くなり、コレ
クタパレスの波高値が高くなる結果、高圧コイル１１側
で昇圧されるパルス電圧が大きくなり、高圧出力電圧の
安定化が行われるのである。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、第８図および第９図に示す回路は、いず
れもフライバックトランス２の一次側の電流をコントロ
ールするように構成したものであるから、−次側を流れ
る制御電流が大きくなり、補正電流を発生する回路に大
電力用の素子や大型のトランスが必要となり、装置が大
型となり、装置コストも高価になるという問題があった
。

また、第８図および第９図に示すように、低圧コイルＩ
Ｏに対して水平偏向コイル３を並列に配置すると、この
−次側に高圧出力電圧の変動に対応して変化する補正電
流が流れるため、電圧変動やフライバックパルスのパル
ス幅の変動が一次側に生じ、これにより偏向電流の振幅
が変わり、ブラウン管の画面振幅に悪影響を与えるとい
う問題があった。

さらに、高圧出力電圧の変動に対応させて一次側に加え
る補正電圧は直流に平滑する必要があり、このため、第
８図および第９図に示す回路ではダンパーダイオード１
３を介して流れる逆方向の電流を逆電流吸収コンデンサ
１４を用いて吸収させているが、この種のコンデンサ１
４には大容量のものが必要となり、このため、逆電流吸
収コンデンサ１４の充放電の時定数が大きくなり、高圧
安定化制御の応答速度が遅（なるという問題があった。

さらに、フライバックトランスを用いた高圧発生回路で
は、−船釣に、フライバックトランスのコアに三次巻線
を巻き、この三次巻線から、例えば、垂直偏向回路の電
源電圧やその他の回路の電源電圧を取り出したり、ある
いは、フライバックパルスをＡＦＣ回路の基準周波数等
の信号として取り出すことがよく行われているが、前記
のように、フライバックトランスの一次側に補正電圧を
加える方式では、フライバックパルスの電圧やパルス幅
が変わるため、三次巻線から電源電圧やＡＦＣあるいは
ＢＬＫのパルス信号を取り出すのができなくなり、これ
を実現するためには、水平偏向出力回路ｌと同様な回路
を当該水平偏向出力回路１に並列に設ける等の工夫が必
要であり、回路が複雑となり、コストも高価になるとい
う問題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するためになされたも
のであり、その目的は、フライバックトランスの一次側
に補正電圧を加えることに起因する前記各種の問題を解
消し、高圧出力電圧の安定化制御を正確に行うことがで
き、しかも、安定したフォーカス調整電圧を高圧コイル
の中間部分から取り出すことができる高圧発生回路を提
供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は上記目的を達成するために、次のように構成さ
れている。すなわち、本発明は、フライバックパルスを
昇圧し高圧出力電圧をブラウン管のアノードへ加えるフ
ライバックトランスと、前記高圧出力電圧の高圧検出手
段と、前記高圧検出手段で検出される高圧出力電圧の変
動に対応させて補正電圧をフライバックトランスの高圧
側に加える高圧制御手段とを有する高圧発生回路におい
て、前記高圧制御手段とフライバックトランスを構成す
る高圧コイルの高圧端間には前記補正電圧を増幅して直
接高圧コイルの高圧端側に加える多倍圧回路が介設され
ており、高圧コイルの高圧端と低圧端との間にはレギュ
レーション特性が安定する位置にフォーカス回路の電圧
取り出し部が接続されていることを特徴として構成され
ている。

〔作　用〕

本発明では、フライバックトランスの高圧側からブラウ
ン管のアノードへ加えられる高圧出力電圧は高圧検出手
段により検出される。この高圧検出手段の検出結果に基
づき、高圧制御手段は、検出電圧の低下に応じた補正電
圧を発生させ、これを高圧コイルの低圧端と多倍圧回路
へ加える。多倍圧回路は前記高圧制御手段から加えられ
る補正電圧を増幅し、直接フライバックトランスを構成
する高圧コイルの高圧端に加える。この高圧コイルの低
圧端と、多倍圧回路から直接バイパスさせてフライバッ
クトランスの高圧端とに補正電圧が加えられることで、
高圧出力電圧の低下分が補償され、高圧出力電圧の安定
化が行われる。また、前記高圧コイルの低圧端に補正電
圧が加えられることで、高圧コイルの中間部分（高圧端
と低圧端との間の部分）にレギュレーション特性の安定
した点が得られ、そこから安定した電圧がフォーカス回
路に供給される。

〔実施例〕

以下、本発明に係る高圧発生回路の一実施例を図面に基
づいて説明する。第１図には本発明に係る高圧発生回路
の一実施例の回路図が示されている０本実施例の回路は
、フライバックトランス２と、高圧出力電圧の検出手段
としての可変抵抗器１５と、高圧制御手段１６と、多倍
圧回路１７と、フォーカス回路９とを主要構成要素とし
て形成されている。フライバックトランス２はコア１８
に低圧コイルｌＯと高圧コイル１１とを巻装してなり、
低圧コイル１０には従来例と同様に、水平偏向出力回路
１が接続されている。高圧コイルＵは複数の整流ダイオ
ード２０を用いて複数のコイル部分、実施例では６個の
コイル部分に分割されており、各コイル部分は層間絶縁
紙を介して高圧ボビンに積層巻きされている。

前記フォーカス回路９はブリーダ抵抗器４１と、フォー
カス調整電圧取り出し用の可変抵抗器４２と、スクリー
ン調整電圧取り出し用の可変抵抗器４３との直列接続体
からなり、ブリーダ抵抗器４１は高圧コイル１１の三等
分位置、すなわち、低圧端から４層目の整流ダイオード
２０のカソード側に接続されている。また、フォーカス
調整電圧取り出し用の可変抵抗器４２の摺動端子はブラ
ウン管のフォーカス調整電極に接続されており、スクリ
ーン調整電圧取り出し用の可変抵抗器４３の摺動端子は
ブラウン管のスクリーン調整電極に接続されている。

また、可変抵抗器４３の下端側はアースに接続されてい
る。フライバックトランスの高圧端からブラウン管のア
ノード（図示せず）に供給される高圧出力電圧はブリー
ダ抵抗器５を通して高圧検出手段としての可変抵抗器１
５により検出され、この検出結果は後述する比較増幅器
２１に加えられている。

前記高圧制御手段１６は、フライバックトランス２のコ
ア１８を利用じて高圧側に巻装され、補正電圧ｅｌ　　
（第２図（ａ））を発生する補正電圧発生コイル１９と
、基準パルス発生コイル２２と、増幅器２３と、クリッ
プ回路２４と、積分回路２５と、比較増幅器２１と、反
転増幅器２６と、スイッチング動作制御回路２７と、ス
イッチング回路２８と、補正電圧供給部３０とを主要構
成要素としている。この高圧制御手段１６の回路は、例
えば、特開平１−２９８８７３号公報において公知であ
り、詳細な説明は省略し、簡単にその構成および動作を
説明する。

基準パルス発生コイル２２はフライバックトランス２の
コア１８に他のコイルと絶縁させて低圧側に巻装され、
第２図（ａ）に示すフライパックバル大波形のパルス電
圧ｅ２を発生する。このパルス電圧ｅ２は整流器３１で
負の成分がカットされ、電圧ｅ２の正の成分を増幅器２
３の反転入力端、すなわち、マイナス側端子に加える。

増幅器２３はこの入力電圧を増幅してその出力をクリッ
プ回路２４へ加える。クリップ回路２４は前記増幅器２
３によって増幅された電圧波形の頭部を切断し、第２図
（ｂ）に示すように、帰線期間Ｔｒをパルス幅とする矩
形波の電圧ｅ３を作り出し、これを積分回路２５に加え
る。積分回路２５は矩形波電圧ｅユを帰線期間Ｔｒの全
期間にわたって積分し、第２図（Ｃ）に示すように、帰
線期間の始点の位置をＯとし、同期間の終点の位置でピ
ーク値となる右上がりの波形を作り出す、この場合、帰
線期間Ｔｒを越える範囲は積分が行われないから、波形
はピーク位置から放電等により右下がりの電圧波形とな
り、全体的に帰線期間Ｔｒの終点の位置でピークとなる
三角波の電圧ｅ５が作り出される。比較増幅器２１は三
角波電圧ｅｓと前記可変抵抗器１５から加えられる検出
電圧ｅ＆とを比較しく第２図（ｃ））、三角波電圧ｅｓ
が検出電圧ｅ、を越える区間で、負（Ｏを含む）の定電
圧となり、それ以外は走査期間をも含めて正の一定レベ
ルの電圧となる制御信号ｅ？　　（第２図（ｄ））を反
転増幅器２６に加える。

この反転増幅器２６によって正負が反転された出力信号
ｅｓ　　（第２図（ｆ））はスイッチング回路２８に加
えられる（この場合、ｅ、の波形を反転増幅器２６で反
転するとｅ　、の波形（第２図（ｅ））となるが、ｔ４
〜ｔｓおよびｔ、〜ｔ、。の期間は走査期間Ｔｓに入っ
ており、パワートランジスタ３３がカットオフするので
、結果的にはｅ、の波形の電圧がスイッチング回路２８
に加えられる）、スイッチング回路２８は反転増幅器２
６から加えられる電圧ｅ、が正の時に、補正電圧供給部
３０に動作信号を加える。

補正電圧供給部３０はドライブトランス３２と、パワー
トランジスタ３３を主要構成要素としており、前記スイ
ッチング回路２８からの動作信号はドライブトランス３
２の一次側コイル３４に加えられる。

この時、ドライブトランス３２の二次側コイル３５にパ
ワートランジスタ３３を駆動するベース電流が流れ、パ
ワートランジスタ３３はオンして補正電圧発生コイル１
９で発生した電圧ｅ、のうちオン期間の電圧ｅ＋ｚ（第
２図（ｉ））を補正電圧として出力する。

本実施例において特徴的なことの１つは、多倍圧回路（
実施例では２倍圧回路Ｈ７が補正電圧供給部３０と高圧
コイル１１の高圧端間に介設されていることである。多
倍圧回路１７はＡＣ側コンデンサ３７と、ＤＣ側コンデ
ンサ３８．３９と、複数のダイオード４０とを有して構
成され、パワートランジスタ３３のエミッタ側から加え
られる補正電圧を倍圧してこれを高圧出力電圧に加える
のである。すなわち、多倍圧回路１７は、最初の帰線期
間では第１図のａのルートで電流が流れ、第１図および
第６図で示すＤＣ側コンデンサ３８にパワートランジス
タ３３のコレクタ偏に発生する補正パルス電圧Ｃ３の正
側の電圧ＥのうちＥ１□（第２図（ｉ））をチャージす
る０次に、走査期間では、ｂのルートで電流が流れる０
次に再び帰線期間になると、ａのルートで電流が流れ、
ＤＣ側のコンデンサ３９に２Ｅ１□の電圧がチャージさ
れ、パワートランジスタ３３から供給される補正電圧を
２倍に増幅して、つまり、高圧コイル１１の低圧側でＥ
ｌｚが加えられ、高圧端側でＥｌｚが加えられ、合計２
Ｅ、、の補正電圧がフライバックトランス２の高圧端に
加えられるのである。なお、第７図は第６図の各点にお
ける電圧波形を示したものであり、第７図（ａ）にはパ
ワートランジスタ３３から出るパルスがＯＮの時の各点
の波形が示されており、第７図（ｂ）にはそのパルスが
ＯＦＦの時の各点の波形が示されている。

この多倍圧回路の設計にあっては、ＤＣ側コンデンサ３
８．３９はＡＣ的なアースポイントと接続するが、この
アースポイントは一般的なアースだけでなく、ブラウン
管をアースポイントとして選ぶことができ、また、本実
施例のように高圧コイル１１が整流ダイオード２０を介
して複数に分割されるタイプのものにあっては、高圧コ
イルの低圧端もアースポイントとして採用することがで
きる。これらの場合、ＤＣ側のコンデンサ３８．３９の
アースポイントをブラウン管側で接続する場合にはＤＣ
側コンデンサ３９の耐圧を他のアースポイントを選ぶよ
りも低くできるという利点が得られる。また、本実施例
のように、高圧コイル１１が整流ダイオード２０で複数
に分割されているタイプのものにあっては、積層高圧コ
イルの最内層に補正電圧発生コイル１９を巻くようにす
れば、この補正電圧発生コイル１９と高圧コイル１１の
最内層のコイル部分とをＤＣコンデンサとして利用でき
るので、ＤＣコンデンサ３８は省略することができるこ
とになる。また、ＤＣ側コンデンサ３９の一端側Ｘは高
圧コイルｌｌを複数に分割している任意の整流ダイオー
ド２０のカソード側に接続した回路構成とすることもで
きる。。

この実施例の回路では、高圧出力電圧が低下すればする
ほど検出電圧ｅ、が下がり、第２図（ｃ）かられかるよ
うに、三角波電圧ｅｓを切る区間が長くなり、電圧ｅ、
の正の部分のパルス幅が広くなり、パワートランジスタ
３３のオン期間が長くなるから、第２図（Ｃ）に示すよ
うに、高圧出力電圧に加えられる補正電圧ｅｔｚが大き
くなる。逆に、高圧出力電圧の低下が小さい時には、電
圧ｅ、の正のパルス幅も狭くなり、パワートランジスタ
３３のオン期間も短くなるから、高圧出力電圧に加えら
れる補正電圧８１ｔの大きさも小さくなる。このように
、本実施例では、パルス幅制御により、高圧出力電圧の
変動の大きさに応じて補正電圧を加え、高圧出力電圧の
安定化を図る。

本実施例のスイッチング動作制御回路２７は、トランジ
スタを含み、高圧出力電圧が大きく低下して、検出電圧
ｅ６が三角波電圧ｅｓの立ち上がり位置の０電圧よりも
低下した時に、基準パルス発生コイル２２と増幅器２３
との間に設けられる抵抗器３６から加えられる第２図（
ｇ）に示すような波形を利用して、帰線期間の全期間ス
イッチング回路２８から動作信号をドライブトランス３
２に供給させ、帰線期間の全期間にわたりパワートラン
ジスタ３３をオンさせ、補正電圧を多倍圧回路１７を介
して高圧出力電圧に加える。

ところで、補正電圧供給部３０から加えられる補正電圧
を多倍圧回路１７で倍圧する場合、その倍圧出力を本実
施例のように、ＡＣ側コンデンサ３８でバイパスさせて
直接高圧コイル１１の高圧端に加える方式と、高圧コイ
ルｌｌの低圧端に加える方式とが考えられる。しかし、
倍圧出力を高圧コイル１１の低圧端に加える方式は、補
正電圧を高圧出力電圧に供給するための高圧コイル１１
を通る電流がインピーダンスの高い高圧コイルｌｌを通
る際に大幅な遅れが生じ、結果的には高圧コイルのり一
ケージインダクタンスの影響による高圧電流の遅れとし
て、あるいは、フライバックトランス２の分布容量によ
って構成される積分回路による補正電圧の遅れとして、
補正電圧の印加の過渡応答が遅れてしまう問題が生じる
。

すなわち、ビーム電流、つまり、高圧出力電流が第３図
（ａ）の波形として示される時、この高圧出力電流が流
れることにより、フライバックトランス単体では第３図
（ｂ）に示すような高圧出力電圧の変動が生じる。この
高圧出力電圧の変動を補償するためには、第３図（ｂ）
の波形と上下対象の波形の補正電圧を加えれば高圧出力
電圧は一定に安定化される。ところが、多倍圧回路で倍
圧された補正電圧を高圧コイル１１を通して高圧出力電
圧に加える方式では、第３図（Ｃ）に示すように補正電
圧の波形の立ち上がり位置がビーム電流の立ち上がり位
置から遅れを生じ、この遅れのために、補正電圧が加え
られた高圧出力電圧は第３図（ｄ）に示すように比較的
大きな、例えば、ビーム電流のパルス幅が８＋ｓで大き
さが４■Ａ１高圧出力電圧の低下が２ＫＶの場合に、補
正電圧を加えてもほぼＩＫＶの電圧低下分が残ってしま
うという問題が生じる。つまり、補正電圧の印加の遅れ
期間における高圧出力電圧の低下分の補正は不可能とな
り、この補正不可能区間が生じるために、補正後の高圧
出力電圧に大きな不足分が生じてしまう。

これに対し、本実施例では、多倍圧回路１７でバイパス
させた補正電圧を、直接、高圧出力電圧に印加すること
で、高圧コイルを通る電流の遅れが生じない、すなわち
、本実施例では、補正電圧を多倍圧回路１７のＡＣ側コ
ンデンサ３７の進相性を利用して高圧コイル１１の高圧
端にバイパスさせるから、過渡応答の遅れは全（生じな
いのである。従って、第４図（ａ）に示すように、ビー
ム電流のパルス立ち上がり位置と同時期に、倍圧された
補正電圧が高圧出力電圧に加えられる結果、第４図（ｂ
）に示すように、補正電圧が加えられた高圧出力電圧に
は、例えば、１００ｖ程度のわずかな電圧の低下分が残
るだけとなり、第３図（ｄ）に示す場合に比べ、より効
果的な高圧出力電圧の安定化制御が行われるのである。

本実施例の他の特徴的なことは、フォーカス回路９の電
圧取り出し部をレギュレーション特性の安定した高圧コ
イル１１の中間部に設定していることである０本実施例
のこのような特徴点は、補正電圧供給部３０で発生した
補正電圧を多倍圧回路１７によって直接高圧コイル１１
の高圧端に加える構成とすることにより得られるもので
ある。その特徴の詳細な説明を、次に説明する。補正電
圧供給部３０で発生した補正電圧を多倍圧回路により増
幅し、この増幅出力を高圧コイル１１の低圧端に加える
方式では、高圧コイル１１の高圧端からブラウン管のア
ノードへ高圧出力電流■、が流れると、第５図（ｂ）に
示すように、高圧出力電圧の電圧降下ΔＨｖが生じる。

このΔＨｖは高圧電流１．の関数となり、これをΔＨｖ
（１ｍ）と表せば、フライバックトランス単体での電圧
降下は、高圧出力電流Ｉ工が流れないときの高圧出力電
圧Ｈｖ、に対してΔＨ，（１，）だけ降下した電圧とな
り、この電圧は■、の関数としてＨｖ（１，）として表
される。これが、第５図（ｂ）のレギュレーションカー
ブＳ１として表される。つまり、高圧出力電圧Ｈｖ、に
対して斜線で示すＡ１の電圧降下分を差し引いたものが
フライバックトランス単体でのレギュレーション特性Ｓ
ｌのカーブとして得られる。

従って、このフライバックトランス単体での電圧降下分
を補償するためには、電圧降下分の面積Ａ、と等しいＡ
１′を補正電圧として加えればよい、この場合、このＡ
　１　’の補正電圧を高圧コイル１１の低圧側に加える
と、高圧コイル１１の中間部分では過補正状態のレギュ
レーション特性となってしまうという問題がある０例え
ば、高圧コイル１１の三等分位置の電圧は高圧出力電流
Ｉ工が流れないときにはＨｖ、／２となり、高圧出力電
流Ｉ。

が流れると、Ｈｖ＠／２よりも電圧降下分ΔＨ，（ＩＮ
）／２だけ低下したレギュレーションカーブＳ２となる
。従って、高圧コイルの中間点のレギュレーション特性
を安定化させるためには、電圧降下分ΔＨｙ（ｉｓｔ）
／ｚの補正電圧を加えればよい、ところが、多倍圧回路
１７からの倍圧出力を高圧コイル１１の低圧端に加える
方式では、この低圧端に斜線Ａ　１　’の領域の電圧、
つまり、ΔＨマ（ＩＮ）が加わるから、高圧コイル１１
の中間点においてもその電圧が現れ、その結果、高圧コ
イル１１の中間点では補正後のレギュレーションカーブ
が８３となり、過補正状態が発生するのである。

このように、過補正状態が発生すると、高圧コイルの中
間部分からフォーカス回路９への電圧取り出しをするこ
とができなくなる０例えば、フォーカス調整電圧をＦｖ
、高圧出力電圧をＨｖとした時、フォーカスポイントＦ
ｖ／ｌｔｖ　＝３２％とすると、Ｈｖ””３０ＫＶ、出
力インビダンスＩＭΩのフライバックトランスの場合、
ビーム電流を■ｇ＝２ｍＡとすれば、ΔＨｖ＝２ＫＶと
なり、この時には、Ｆｖ／Ｈｖ＝３４．１％となり、前
記フォーカスポイントの３２パーセントよりも大幅に増
加し、フォーカスポイントの変動成分が通常、±０．５
％以内でなければならないのだが、これを越えて大幅に
増加し、高圧コイルｌｌの中間点からフォーカス回路へ
の電圧取り出しが不可能になってしまうという事情があ
り、このため、補正電圧を多倍圧回路から高圧コイルの
低圧側に加える方式ではフォーカス回路への電圧取り出
しを高圧コイル１１の高圧端から行わなければならず、
この場合には、高圧出力電圧をフォーカス調整電圧に減
圧するために、大型の板状抵抗を用いなければならず、
大きな電力損失を犠牲にしなければならないという問題
が生じる。また、取り出し電圧が高くなるため、セラミ
ック等の回路基板に回路を印刷形成する場合、回路間の
耐圧を確保する必要上、どうしても回路基板が大型とな
る。そうなると、この回路基板をエポキシ等の樹脂で埋
設する際に、樹脂硬化時の収縮により、回路基板に大き
な応力が加わり、この状態で熱が加わると、ヒートショ
ックによって回路基板が割れを起こすという問題も生じ
る。

これに対し、本実施例のように、多倍圧回路１７の倍圧
出力を高圧コイル１１の高圧端に加える方式とすれば高
圧コイル１１の中間点に高圧レギュレーションの安定点
が確保できる。すなわち、高圧出力電流１．が流れるこ
とによるフライバックトランス２の単体での■、を関数
とする電圧降下がΔＨ，（１，）、パワートランジスタ
３３で発生する補正パルス電圧の正の部分の電圧をＥ　
（ＩＮ　）、補正電圧パルスの負の部分の電圧をｅとす
れば、２Ｅ　（ＩＨ）＋２ｅ＝ΔＨＶ（ＩＭ）の関係と
なる補正パルス電圧ｅ１をパワートランジスタ３３で発
生させればよい０本実施例では、多倍圧回路１７は２倍
圧回路により構成されており、パワートランジスタ３３
で発生した補正電圧をＥ（１ｍ）＋ｅとすれば、この電
圧はまず高圧コイル１１の低圧側に加えられる。補正電
圧が加えられる前のフライバックトランス単体での高圧
コイル１１の二環分点ではＨｖｅ／　２よりもΔＨ，（
１，）／２、つまり、Ｅ（１，）＋ｅだけ降下したレギ
ュレーション特性Ｓ！’として現れている。ところが、
前記のごとく、高圧コイル１１の低圧側にこの電圧降下
分に相当するＥ（ＩＮ）＋ｅの電圧が加えられるから、
高圧コイルｌｌの中間点の電圧は一定のＨｖｏ／２の電
圧となり、レギュレーション特性の安定点が得られる。

なお、高圧コイル１１の高圧端側では、多倍圧回路１７
からＥ（Ｉ工）＋ｅの電圧がさらに加えられる結果、高
圧端ではフライバックトランス２単体での電圧降下分が
完全に補償され、この高圧コイル１１の高圧端でも同様
に、レギュレーション特性の安定点となり、これに伴い
高圧の安定化が効果的に図られるのである。

本実施例では、高圧コイルの二環分点でフォーカス回路
の電圧入力部分が接続されているから、安定したフォー
カス調整電圧が得られ、この中間点から取り出した電圧
を必要に応じ抵抗分割すれば、適切なフォーカス調整電
圧が得られ、高圧出力電圧に対して追従性のよいフォー
カスが得られる。

このように、高圧コイル１１の中間点からフォーカス調
整電圧を取り出せば、これらを高圧コイル１１の高圧端
から取り出す場合に比べ、取り出し電圧が小さくなり、
これに伴い捨て去る電力も小さくなり、電力損失も非常
に小さなものとなる。しかも、前記のように、取り出し
電圧を小さくできるから、回路基板に回路を印刷形成す
るような場合、回路間の耐圧を小さくすることができ、
これにより、回路基板を小さくすることができる結果、
装置の小型化を図ることができるとともに、ヒートショ
ックに強い回路装置を得ることができる。

なお、本発明は上記実施例に限定されることはな（、様
々な実施の態様を採り得る０例えば、上記実施例では、
高圧制御手段Ｉ６をパルス幅制御方式の回路で構成した
が、高圧制御手段は高圧出力電圧の検出結果に基づき、
補正電圧を多倍圧回路に加えることができる回路構成で
あれば他の任意の回路を採用することが可能であり、例
えば、補正電圧を別個独立のトランスで発生させ、この
トランスで発生した補正電圧を多倍圧回路に加えるよう
にしてもよい、このトランスによる場合も、補正電圧は
パルスによって発生させ、このパルス波形の補正電圧を
多倍圧回路に加えることになる。

さらに、上記実施例では、多倍圧回路を２倍圧回路で構
成したが、これを３倍圧回路あるいは４倍圧回路等他の
多倍圧形式の回路で構成してもよく、また、複数の多倍
圧回路を設け、−吉例の多倍圧回路は補正電圧を増幅し
て高圧コイル１１の低圧倒に加え、他方側の多倍圧回路
は補正電圧を増幅して直接高圧コイル１１の高圧端に加
える構成とする等、様々な構成が考えられる。ただ、こ
の場合、本実施例のように、パワートランジスタ３３を
用いてパルス幅制御を行うタイプのものにあっては、パ
ワートランジスタ３３の耐圧を考慮して多倍圧回路の回
路形態を設計することになる。

さらに、上記実施例では、多倍圧回路１７を２倍圧回路
により構成し、高圧コイル１１の三等分点にレギュレー
ション特性の安定点を得ているが、このレギュレーショ
ン特性の安定点は高圧コイル１１の低圧側に加える補正
電圧と、高圧端に加える補正電圧との割合に応じ、様々
な位置に設定できるものである０例えば、高圧コイル１
１の低圧側にｎ倍の補正電圧を加え、高圧コイル１１の
高圧端にｍ倍の補正電圧を加えるように構成すれば、高
圧コイル１１の高圧端には合計（ｍ＋ｎ）倍の補正電圧
が加えられることとなり、この場合には、高圧コイル１
１の低圧側からｎ／（ｍ＋ｎ）の割合の位置がレギュレ
ーション特性の安定点となり、この点にフォーカス回路
９への電圧取り出し部を設ければよい。

さらに、上記実施例では、高圧出力電圧を取り出すため
のブリーダ抵抗器５を高圧コイル１１の高圧端に接続し
ているが、このブリーダ抵抗器５をフォーカス回路９へ
の電圧取り出し部と同様に、レギュレーション特性の安
定した高圧コイルｔｉの中間部分に接続してもよいゆ さらに、実施例ではフォーカス回路９にスクリーン調整
電圧取り出し用の可変抵抗器４３を含んでいるが、これ
を省略してもよい、この場合は別の個所に可変抵抗器４
３を設けることになる。

〔発明の効果〕

本発明は、高圧出力電圧の低下分を多倍圧回路によりフ
ライバックトランスの二次側の高圧端に加える方式であ
るから、フライバックトランスの一次側に影響を与える
ことがなく、−次側に補正電流を加えることによる従来
の各種の問題を効果的に解消することができる。

しかも、本発明は、補正電圧をバイパスさせて多倍圧回
路からフライバックトランスの高圧端に加えるものであ
るから、補正電圧を加えるための電流が高圧コイルを流
れることによって生じる時間遅れも全く生じることがな
く、高圧出力電圧の変動に対してダイナミック応答性を
大幅に改善することができ、高精度のもとで高圧出力電
圧の安定化を図ることが可能となる。

また、フォーカス回路への電圧取り出しをレギュレーシ
ョン特性の安定した高圧コイルの中間部分で行っている
から、その取り出し電圧を小さくすることができ、これ
により、電力損失を小さくすることができるとともに、
装置の小型化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る高圧発生回路の一実施例を示す回
路図、第２図は同実施例における各回路部分の波形図、
第３図は補正電圧を高圧コイルを通して加えた時の過渡
応答の遅れ状態を示す波形説明図、第４図は本実施例に
おける過渡応答の遅れのない状態での補正作用を示す波
形説明図、第５図（ａ）は本実施例における高圧コイル
の中間点におけるレギュレーション特性の説明図、第５
図（ｂ）は多倍圧回路の倍圧出力を高圧コイルの低圧端
に加える場合の高圧コイル中間点でのレギュレーション
特性の説明図、第６図は本実施例における多倍圧回路の
動作を説明する回路図、第７図は第６図の各点における
電圧波形図、第８図および第９図は従来の一般的な高圧
安定化手段を備えた高圧発生回路の回路図である。 １−水平偏向出力回路、２−フライバックトランス、３
−水平偏向コイル、４−高圧安定化手段、５−−−−−
ブリーダ抵抗器、６−・比較器、７・−電源、８−　制
御トランジスタ、９−　　フォーカス回路、１０−・・
低圧コイル、ｌｌ−・高圧コイル、１２・−・・可飽和
リアクタ、１２ａ、　１２ｂ　−コイル、１３−　　ダ
ンパーダイオード、ｌｔ−逆電流吸収コンデンサ、１５
−可変抵抗器、１６−・−高圧ＩＨＭ手段、Ｉ７・−多
倍圧回路、１８−コア、１９−・補正電圧発生コイル、
２０−・整流ダイオード、２ｔ−ｍ−比較増幅器、２２
〜・基準パルス発生コイル、２３−・増幅器、２４・−
クリップ回路、２５−積分回路、２６−−−−−反転増
幅器、２７−スイッチング動作制御回路、２Ｂ−スイッ
チング回路、３０−−一一一補正電圧供給部、３１−整
流器、３２・・・−ドライブトランス、３３・−パワー
トランジスタ、３４・−・−次側コイル、３５四−二次
側コイル、３６−　　抵抗器、３７−・−ＡＣ側コンデ
ンサ、３８．３９−Ｄ　Ｃ側コンテンサ、４０−・ダイ
オード、４　ｔ−・−ブリ−ダ抵抗器、 ４２゜ ４３・−可変抵抗器。 出 願 人 株式会社 村 田 製 作 所 代 理 人

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. フライバックパルスを昇圧し高圧出力電圧をブラウン管
   のアノードへ加えるフライバックトランスと、前記高圧
   出力電圧の高圧検出手段と、前記高圧検出手段で検出さ
   れる高圧出力電圧の変動に対応させて補正電圧をフライ
   バックトランスの高圧側に加える高圧制御手段とを有す
   る高圧発生回路において、前記高圧制御手段とフライバ
   ックトランスを構成する高圧コイルの高圧端間には前記
   補正電圧を増幅して直接高圧コイルの高圧端側に加える
   多倍圧回路が介設されており、高圧コイルの高圧端と低
   圧端との間にはレギュレーション特性が安定する位置に
   フォーカス回路の電圧取り出し部が接続されていること
   を特徴とする高圧発生回路。