JPH032535B2 - - Google Patents
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- JPH032535B2 JPH032535B2 JP57018544A JP1854482A JPH032535B2 JP H032535 B2 JPH032535 B2 JP H032535B2 JP 57018544 A JP57018544 A JP 57018544A JP 1854482 A JP1854482 A JP 1854482A JP H032535 B2 JPH032535 B2 JP H032535B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- oscillation
- level
- doppler
- transducer
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、高々１つのトランスデユーサーを
高々１回線の同軸ケーブルなどにて接続して運用
する所の超音波CW（CWは連続波の略称）ドプラ
システムに関する。
高々１回線の同軸ケーブルなどにて接続して運用
する所の超音波CW（CWは連続波の略称）ドプラ
システムに関する。
従来、血流計、胎児心拍検出器などの用に供さ
れる超音波CWドプラシステムにおいては、探触
子として送波器と受波器が別々にもうけられたも
のを用い、装置の側にても送波キヤリヤ発生器と
反射波受信機とは別々にもうけられていた。しか
るに、このような方式は装置と探触子との間に２
回線の独立したケーブルを必要として不便であ
り、また探触子自体の構造も複雑かつ高価とな
る。
れる超音波CWドプラシステムにおいては、探触
子として送波器と受波器が別々にもうけられたも
のを用い、装置の側にても送波キヤリヤ発生器と
反射波受信機とは別々にもうけられていた。しか
るに、このような方式は装置と探触子との間に２
回線の独立したケーブルを必要として不便であ
り、また探触子自体の構造も複雑かつ高価とな
る。
それ故に、ブリツジ又はハイブリツドトランス
などを用いて送受各エネルギーの流れを分離する
ことにより高々１枚の振動子と１本の同軸ケーブ
ルにて送受機能を兼ね行わしめんとする努力はす
でになされている。たとえば日本ME学会第11回
大会の演題No.２−４−１、同２−４−２などにみ
られ、この詳細は雑誌「医用電子と生体工学」第
15巻第１号（1977）の９ページ以下に総集されて
いる。また、U.S.Pat.4016528などにおいても、
趣旨は異にするが同じ目的の例を見ることができ
る。
などを用いて送受各エネルギーの流れを分離する
ことにより高々１枚の振動子と１本の同軸ケーブ
ルにて送受機能を兼ね行わしめんとする努力はす
でになされている。たとえば日本ME学会第11回
大会の演題No.２−４−１、同２−４−２などにみ
られ、この詳細は雑誌「医用電子と生体工学」第
15巻第１号（1977）の９ページ以下に総集されて
いる。また、U.S.Pat.4016528などにおいても、
趣旨は異にするが同じ目的の例を見ることができ
る。
しかしながら、これらの方法はあまり便利でな
い。何とならばブリツジの平衡条件がクリチカル
であつたり、またそれを平衡せしめるための専用
の電子回路システムが必要だつたりする。
い。何とならばブリツジの平衡条件がクリチカル
であつたり、またそれを平衡せしめるための専用
の電子回路システムが必要だつたりする。
それ故に、本発明においては、従来の回路構成
に比較して、実に箇素な回路方式により単一ケー
ブル単一振動子方式の超音波CWドプラシステム
を実現せんとするものである。
に比較して、実に箇素な回路方式により単一ケー
ブル単一振動子方式の超音波CWドプラシステム
を実現せんとするものである。
すなわち、本発明においては送波キヤリヤ発生
器としていわゆるマージナル発振器（発振可能な
限界近くで発振している、特に外乱に対して敏感
なる事を目的とした発振器）を用い、トランスデ
ユーサーを介して得られたドプラシフトを有する
反射波をこのマージナル発振器の有する外乱拡大
作用により増幅されたビートとして発振タンク回
路上の高周波電圧の中に検出する。しかしなが
ら、マージナル発振器は自身が専ら不安定なるこ
とをもつて外乱に対する敏感さを得ているので、
これを大局的に安定化する方策を施さない限り使
用に際して良好な動作点を得るための調整がクリ
チカルにすぎて実用に耐えない。それ故に本発明
においては十分敏感なマージナル発振器を、検出
せんとするドプラシフトの呈する周波数帯域より
下方の、直流に至る領域において発振振幅を一定
化する如きフイードバツク（ALC）をかけるこ
とによりその大局的動作点の恒常化を計りつつ使
用する。
器としていわゆるマージナル発振器（発振可能な
限界近くで発振している、特に外乱に対して敏感
なる事を目的とした発振器）を用い、トランスデ
ユーサーを介して得られたドプラシフトを有する
反射波をこのマージナル発振器の有する外乱拡大
作用により増幅されたビートとして発振タンク回
路上の高周波電圧の中に検出する。しかしなが
ら、マージナル発振器は自身が専ら不安定なるこ
とをもつて外乱に対する敏感さを得ているので、
これを大局的に安定化する方策を施さない限り使
用に際して良好な動作点を得るための調整がクリ
チカルにすぎて実用に耐えない。それ故に本発明
においては十分敏感なマージナル発振器を、検出
せんとするドプラシフトの呈する周波数帯域より
下方の、直流に至る領域において発振振幅を一定
化する如きフイードバツク（ALC）をかけるこ
とによりその大局的動作点の恒常化を計りつつ使
用する。
勿論このALCは、目的信号まで追従消去して
しまう程早く応答してはならないが、またいわゆ
る発振レベルが外乱に対して変化しにくくなるよ
うな制御、すなわちループゲインがそれ自身とし
て調整されるのでなく、外からの制約条件、電源
電圧とか能動素子のクリツピングレベルとかによ
り制約されるような制御であつてはならない。良
好なマージナリテイとは、大きな直線性を、すな
わちダイナミツクレンジを有する負性抵抗主体が
発振タンク回路にまつわるあらゆるロスを“帳消
し”にしつつ、大局的にはあるレベルの発振強度
にて安定して、また目的信号に対してはよくその
増幅作用を及ぼして拡大追従する場合に実現せら
れる。それ故に前記ALCは増幅手段のゲインな
いし発振ループ中のフイードバツク結合係数を増
調性良く制御することによるのが好ましく、また
場合によつては目的とするタンク回路の無負荷時
の共振の鋭さQ0を多少ダンプしつつその値を制
御することによつてもよい。しかるにＳ／Ｎの良
い（もしくはキヤリヤ対ノイズ比Ｃ／Ｎの良い）、
外乱に対して敏感な状態の実現には、タンク回路
のもともとのQ0はできるだけ高い方がよい。し
かし一方使用する探触子を介して最終的には目的
領域とのエネルギーの疎通の良さ、すなわちエネ
ルギー伝送において減衰あるいは損失が少ないこ
ともまた大切であり、それ故に大局的に最適なる
結合状態は良く知られているマツチング条件、す
なわちRg（信号源抵抗）＝RL（負荷抵抗）、言い換
えると使用するタンク回路の負荷がある時の共振
の鋭さQLがQ0の半分にみえるような結合度が好
ましい。
しまう程早く応答してはならないが、またいわゆ
る発振レベルが外乱に対して変化しにくくなるよ
うな制御、すなわちループゲインがそれ自身とし
て調整されるのでなく、外からの制約条件、電源
電圧とか能動素子のクリツピングレベルとかによ
り制約されるような制御であつてはならない。良
好なマージナリテイとは、大きな直線性を、すな
わちダイナミツクレンジを有する負性抵抗主体が
発振タンク回路にまつわるあらゆるロスを“帳消
し”にしつつ、大局的にはあるレベルの発振強度
にて安定して、また目的信号に対してはよくその
増幅作用を及ぼして拡大追従する場合に実現せら
れる。それ故に前記ALCは増幅手段のゲインな
いし発振ループ中のフイードバツク結合係数を増
調性良く制御することによるのが好ましく、また
場合によつては目的とするタンク回路の無負荷時
の共振の鋭さQ0を多少ダンプしつつその値を制
御することによつてもよい。しかるにＳ／Ｎの良
い（もしくはキヤリヤ対ノイズ比Ｃ／Ｎの良い）、
外乱に対して敏感な状態の実現には、タンク回路
のもともとのQ0はできるだけ高い方がよい。し
かし一方使用する探触子を介して最終的には目的
領域とのエネルギーの疎通の良さ、すなわちエネ
ルギー伝送において減衰あるいは損失が少ないこ
ともまた大切であり、それ故に大局的に最適なる
結合状態は良く知られているマツチング条件、す
なわちRg（信号源抵抗）＝RL（負荷抵抗）、言い換
えると使用するタンク回路の負荷がある時の共振
の鋭さQLがQ0の半分にみえるような結合度が好
ましい。
図は好適なる実施例たる本発明に成るマージナ
ル発振器型の単一振動子超音波CWドプラシステ
ムの一例を示す回路図である。これにおいて、
C1，C2およびT1の主巻線の成すタンク回路が前
述のタンク回路であり、これに探触子TDおよび
発振トランジスタQ1のベースが各別巻線にて結
合され、また発振トランジスタQ′のコレクタは
タンク回路を直接ドライブする。
ル発振器型の単一振動子超音波CWドプラシステ
ムの一例を示す回路図である。これにおいて、
C1，C2およびT1の主巻線の成すタンク回路が前
述のタンク回路であり、これに探触子TDおよび
発振トランジスタQ1のベースが各別巻線にて結
合され、また発振トランジスタQ′のコレクタは
タンク回路を直接ドライブする。
一方、このタンク回路上の高周波振動は、コン
デンサC3、ダイオードD1，D2およびコンデンサ
C8よりなる倍電圧整流回路を介して検波され、
続く平滑化回路（抵抗R5とコンデンサC9でなる
部分）および直流カツト回路（コンデンサC10と
抵抗R6でなる部分）を介して、その振幅変調分
の復調結果がFETQ3のゲートに導入される。Q3
は基底帯域（可聴周波領域）の初段増幅器であ
り、そのドレンからは図示せぬドプラフイルタ
（ドプラ信号をより効果的に抽出するための低域
カツトフイルタ）ないし増幅器がつづく。
デンサC3、ダイオードD1，D2およびコンデンサ
C8よりなる倍電圧整流回路を介して検波され、
続く平滑化回路（抵抗R5とコンデンサC9でなる
部分）および直流カツト回路（コンデンサC10と
抵抗R6でなる部分）を介して、その振幅変調分
の復調結果がFETQ3のゲートに導入される。Q3
は基底帯域（可聴周波領域）の初段増幅器であ
り、そのドレンからは図示せぬドプラフイルタ
（ドプラ信号をより効果的に抽出するための低域
カツトフイルタ）ないし増幅器がつづく。
さらに一方、この検波回路の検波結果のうち直
流および超低周波領域の成分が、抵抗R9および
コンデンサC12による１次遅れ要素を介して
FETQ2のゲートに導入される。Q2は前記発振ト
ランジスタQ1のエミツタ抵抗の一部として働き、
Q1のゲイン調節として作用する。すなわち、Q2
のゲート電圧が負の領域（Q2はデイプレシヨン
型ＮチヤンネルジヤンクシヨンFETである）に
おいて“深く”なると、そのドレン・ソース間の
抵抗値は増大し、Q1はエミツタ抵抗が増大して
ゲインが下がる。逆に、ゲートバイアスが“浅
く”なると、ドレン・ソース間の抵抗値は減少
し、Q1のゲインは上がる。
流および超低周波領域の成分が、抵抗R9および
コンデンサC12による１次遅れ要素を介して
FETQ2のゲートに導入される。Q2は前記発振ト
ランジスタQ1のエミツタ抵抗の一部として働き、
Q1のゲイン調節として作用する。すなわち、Q2
のゲート電圧が負の領域（Q2はデイプレシヨン
型ＮチヤンネルジヤンクシヨンFETである）に
おいて“深く”なると、そのドレン・ソース間の
抵抗値は増大し、Q1はエミツタ抵抗が増大して
ゲインが下がる。逆に、ゲートバイアスが“浅
く”なると、ドレン・ソース間の抵抗値は減少
し、Q1のゲインは上がる。
トランジスタQ1はタンク回路の発振レベルを
制御するように作用する。すなわち、発振レベル
が上がるときはQ1のゲインが下がつて発振レベ
ルを下げるように働き、逆に発振レベルが下がる
ときはQ1のゲインが上がつて発振レベルを上げ
るように働く。これを更に詳述すれば次の通りで
ある。
制御するように作用する。すなわち、発振レベル
が上がるときはQ1のゲインが下がつて発振レベ
ルを下げるように働き、逆に発振レベルが下がる
ときはQ1のゲインが上がつて発振レベルを上げ
るように働く。これを更に詳述すれば次の通りで
ある。
なんらかの理由でタンク回路の発振レベルが高
すぎた場合、ダイオードD1，D2による検波結果
の直流レベルがより負の方向に深くなり、これに
よりQ2のゲートバイアスがより負になる（カツ
トオフに近くなる）。このためQ2のドレン・ソー
ス間の抵抗が大きくなり、交流的にはQ1のエミ
ツタ抵抗が増大することになる。エミツタ抵抗が
増大するとQ1のゲインが低下し、Q1のゲインが
低下すると発振レベルは下がる。
すぎた場合、ダイオードD1，D2による検波結果
の直流レベルがより負の方向に深くなり、これに
よりQ2のゲートバイアスがより負になる（カツ
トオフに近くなる）。このためQ2のドレン・ソー
ス間の抵抗が大きくなり、交流的にはQ1のエミ
ツタ抵抗が増大することになる。エミツタ抵抗が
増大するとQ1のゲインが低下し、Q1のゲインが
低下すると発振レベルは下がる。
このような関係により、タンク回路の発振レベ
ルの高すぎた状態は、それを低下させるように自
動的に制御される。
ルの高すぎた状態は、それを低下させるように自
動的に制御される。
なお、タンク回路の発振レベルが低すぎた場合
には、検波結果の直流レベルが浅くなり、Q2の
ドレン・ソース間の抵抗が小さくなる。これによ
りQ1のエミツタ抵抗が減少して、Q1のゲインが
大きくなり、それにより発振レベルは上がる。
には、検波結果の直流レベルが浅くなり、Q2の
ドレン・ソース間の抵抗が小さくなる。これによ
りQ1のエミツタ抵抗が減少して、Q1のゲインが
大きくなり、それにより発振レベルは上がる。
このような制御により、タンク回路の発振レベ
ルはほぼ一定に保たれる。
ルはほぼ一定に保たれる。
この一定に保たれるべきレベルは、可変抵抗・
RV1により調節された正の電圧を用いて、抵抗
R10を介してQ2のゲートを少し“引つぱり上げ”
ておくことにより、更に効果的に一定化され、ま
た所望の値に規定される。実用上はRV1は最も
Ｓ／Ｎのよい良好なマージナリテイーを実現しつ
つ、発振レベルがひいては探触子TDの駆動レベ
ルが適度の値になるように設定される。この例に
おいては、探触子TDの端子において１〜1.5Vp
−ｐ、またタンク回路の高電位端（Q1のコレク
タ）において８〜12Vp−ｐ程度において最適条
件が得られた。これはこのマージナル発振器の飽
和レベルの約半分ないし1/3程度に相当する。ま
た、これより高レベルにおいては、発振レベルが
外乱に対して変化しにくくなることにより、感
度、Ｓ／Ｎともに低下するのが見られ、また逆に
これより低いレベルにおいては発振出力の過少に
より十分な密度の超音波エネルギーの照射が得ら
れず、従つて反射波のレベルも低下し、やはり感
度、Ｓ／Ｎともに悪化した。
RV1により調節された正の電圧を用いて、抵抗
R10を介してQ2のゲートを少し“引つぱり上げ”
ておくことにより、更に効果的に一定化され、ま
た所望の値に規定される。実用上はRV1は最も
Ｓ／Ｎのよい良好なマージナリテイーを実現しつ
つ、発振レベルがひいては探触子TDの駆動レベ
ルが適度の値になるように設定される。この例に
おいては、探触子TDの端子において１〜1.5Vp
−ｐ、またタンク回路の高電位端（Q1のコレク
タ）において８〜12Vp−ｐ程度において最適条
件が得られた。これはこのマージナル発振器の飽
和レベルの約半分ないし1/3程度に相当する。ま
た、これより高レベルにおいては、発振レベルが
外乱に対して変化しにくくなることにより、感
度、Ｓ／Ｎともに低下するのが見られ、また逆に
これより低いレベルにおいては発振出力の過少に
より十分な密度の超音波エネルギーの照射が得ら
れず、従つて反射波のレベルも低下し、やはり感
度、Ｓ／Ｎともに悪化した。
ここでR9（R10も加味して）とC12の成す１次お
くれ要素の時定数はかなり大切な設計ポイントで
あり、これが大きいと動作点（良好なマージナリ
テイー）の維持が困難となり、逆に小さいとドプ
ラビートの低域成分を減衰させる作用が生じ、ま
たＳ／Ｎ（ないし発振のＣ／Ｎ）が悪化する。
くれ要素の時定数はかなり大切な設計ポイントで
あり、これが大きいと動作点（良好なマージナリ
テイー）の維持が困難となり、逆に小さいとドプ
ラビートの低域成分を減衰させる作用が生じ、ま
たＳ／Ｎ（ないし発振のＣ／Ｎ）が悪化する。
而して、このような回路構成によるとドプラ信
号領域での良好なマージナリテイーと定常キヤリ
ヤレベル（直流的な）の安定性とが良く両立しつ
つ維持され、探触子TDの受け入れた反射波信号
の内ドプラシフトを有する成分が、このマージナ
リテイにより拡大されたドプラビートとして検波
され、初段増幅器Q3を介して次段に向けて出力
される。
号領域での良好なマージナリテイーと定常キヤリ
ヤレベル（直流的な）の安定性とが良く両立しつ
つ維持され、探触子TDの受け入れた反射波信号
の内ドプラシフトを有する成分が、このマージナ
リテイにより拡大されたドプラビートとして検波
され、初段増幅器Q3を介して次段に向けて出力
される。
図示の回路を試作し、実用に供した所、出産中
の胎児の心臓より得られるドプラ信号が、Q3の
ドレンにおいて約50〜200mVrns（mVはミリボル
ト、rmsはroot mean squareの略で、実効値で
表わされる電圧（単位はミリボルト）の単位を意
味する）にてＳ／Ｎよく得られた。また成人の心
臓を胸等の正面から捕えた所、その数倍の強い信
号が得られた。
の胎児の心臓より得られるドプラ信号が、Q3の
ドレンにおいて約50〜200mVrns（mVはミリボル
ト、rmsはroot mean squareの略で、実効値で
表わされる電圧（単位はミリボルト）の単位を意
味する）にてＳ／Ｎよく得られた。また成人の心
臓を胸等の正面から捕えた所、その数倍の強い信
号が得られた。
なお、図中T1のコイルデータを示すと、これ
は直径１インチ（2.54cmφ）のステアタイトのホ
ビンに、0.6〜0.8mmφ程度のナイロン被覆銅線を
16〜24t（ｔはターン数を表わす単位）程度単層に
整合巻きしたものを主巻線とし、その中央部の上
に重ねて外径１mmφ程度の配線用ビニル被覆電線
を、探触子用に3t、帰還用に2t、それぞれ整えつ
つ巻いたものである。主巻線のインダクタンスは
約7μH、Q0は約300以上あつた。C1とC2に付爾し
てタンク回路を成すと約2.2〜3.0MHzに同調し得
た。またC1はエアートリマー、C2はデイツプマ
イカコンデンサで、その合成結果のQ0は2000以
上あり、簡単なＱメーターでは良く計測し得なか
つた。なお実際の使用に当つてはC1を調整して
最高感度点に設定すると、発振周波数は約2.65M
Hzで、これは次に述べる公称中心周波数が2.5M
Hzである所の探触子の並列共振点に大略一致す
る。
は直径１インチ（2.54cmφ）のステアタイトのホ
ビンに、0.6〜0.8mmφ程度のナイロン被覆銅線を
16〜24t（ｔはターン数を表わす単位）程度単層に
整合巻きしたものを主巻線とし、その中央部の上
に重ねて外径１mmφ程度の配線用ビニル被覆電線
を、探触子用に3t、帰還用に2t、それぞれ整えつ
つ巻いたものである。主巻線のインダクタンスは
約7μH、Q0は約300以上あつた。C1とC2に付爾し
てタンク回路を成すと約2.2〜3.0MHzに同調し得
た。またC1はエアートリマー、C2はデイツプマ
イカコンデンサで、その合成結果のQ0は2000以
上あり、簡単なＱメーターでは良く計測し得なか
つた。なお実際の使用に当つてはC1を調整して
最高感度点に設定すると、発振周波数は約2.65M
Hzで、これは次に述べる公称中心周波数が2.5M
Hzである所の探触子の並列共振点に大略一致す
る。
一方、探触子TDは、振動子としてたとえば
TDK社のD51c材より成る、直径20mm、厚さ0.84
mm、公称共振周波数2.5MHzの円板状の振動子を
用い、これをバツキングせずに、目的領域との音
響学的インピーダンスマツチングのみを施して構
成されたものである。この場合、用途はCWドプ
ラであるから、特に広帯域化して距離分解能を向
上させる必要はなく、むしろエネルギー伝達効率
を向上させることが肝要で、それ故にバツキング
はされず、表面に1/4波長板をおくことによるマ
ツチングのみがなされる。これは通常用いられる
“双子型”CWドプラ用探触子と同じ事情である。
しかし単一振動子であるから送受間のシールドは
原理的に不要である。それ故にこの探触子は従来
のパルスエコー法用のバツキング付のものより
も、またCWドプラ用の双子型のものよりもはる
かに軽量で簡素な構造を有し、低いコストで、ま
た必要ならば非常に偏平に製作され得る。軽量偏
平なることは、特に分娩時の胎児監視の用途にお
いて有益である。而してこの探触子TDは高々１
本の同軸ケーブル、1.7C−2Vなどを介して前記
回路に接続される。
TDK社のD51c材より成る、直径20mm、厚さ0.84
mm、公称共振周波数2.5MHzの円板状の振動子を
用い、これをバツキングせずに、目的領域との音
響学的インピーダンスマツチングのみを施して構
成されたものである。この場合、用途はCWドプ
ラであるから、特に広帯域化して距離分解能を向
上させる必要はなく、むしろエネルギー伝達効率
を向上させることが肝要で、それ故にバツキング
はされず、表面に1/4波長板をおくことによるマ
ツチングのみがなされる。これは通常用いられる
“双子型”CWドプラ用探触子と同じ事情である。
しかし単一振動子であるから送受間のシールドは
原理的に不要である。それ故にこの探触子は従来
のパルスエコー法用のバツキング付のものより
も、またCWドプラ用の双子型のものよりもはる
かに軽量で簡素な構造を有し、低いコストで、ま
た必要ならば非常に偏平に製作され得る。軽量偏
平なることは、特に分娩時の胎児監視の用途にお
いて有益である。而してこの探触子TDは高々１
本の同軸ケーブル、1.7C−2Vなどを介して前記
回路に接続される。
以上の説明で明らかにされた如く、本発明によ
れば、従来のものに比べ比較的簡単な回路により
従来かえりみられなかつた単一振動子送受共用方
式の超音波ドプラシステムが実用化され、有益で
ある。ここで勿論本発明の用途は生体検査用のド
プラシステムに限ることはなく、工業用、淡・海
水圏用などの同様あるいは類似のドプラシステム
には等しく応用し得るものである。また上記の説
明に引用した実施例は単に好ましい一例として示
したまでで、その具体的数値や回路が本発明の趣
旨を直接拘束するものではない。マージナル発振
器の構成方法、特に該発振器からの“復調出力”
の抽出し方に関しては、この種の発振器において
は公知の如く、図の例の如く別途に検波器（D1，
D2）をもうけて発振出力のレベルを監視するこ
とによるのみならず、オートダイン検波回路に見
られる如く、発振素子の消費電流ないしは発振波
形を整流するように働く所のベースないしゲート
に生ずる自己バイアス等に注目しても復調出力を
抽出することができ、そのような方式によつても
本発明を実施することができることは経験者、な
いし有識者においては自明のことである。
れば、従来のものに比べ比較的簡単な回路により
従来かえりみられなかつた単一振動子送受共用方
式の超音波ドプラシステムが実用化され、有益で
ある。ここで勿論本発明の用途は生体検査用のド
プラシステムに限ることはなく、工業用、淡・海
水圏用などの同様あるいは類似のドプラシステム
には等しく応用し得るものである。また上記の説
明に引用した実施例は単に好ましい一例として示
したまでで、その具体的数値や回路が本発明の趣
旨を直接拘束するものではない。マージナル発振
器の構成方法、特に該発振器からの“復調出力”
の抽出し方に関しては、この種の発振器において
は公知の如く、図の例の如く別途に検波器（D1，
D2）をもうけて発振出力のレベルを監視するこ
とによるのみならず、オートダイン検波回路に見
られる如く、発振素子の消費電流ないしは発振波
形を整流するように働く所のベースないしゲート
に生ずる自己バイアス等に注目しても復調出力を
抽出することができ、そのような方式によつても
本発明を実施することができることは経験者、な
いし有識者においては自明のことである。
図は本発明の好適なる一実施例を示す回路図で
ある。 TD……トランスデユーサ、T1……トランス、
Q1……発振トランジスタ、Q2，Q3……FET、R1
〜R9……抵抗、C1〜C11……コンデンサ、D1，D2
……ダイオード。
ある。 TD……トランスデユーサ、T1……トランス、
Q1……発振トランジスタ、Q2，Q3……FET、R1
〜R9……抵抗、C1〜C11……コンデンサ、D1，D2
……ダイオード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 送受兼用のトランスデユーサーを連続波で駆
動し、目的領域からのドプラシフトを有する反射
波を検出する超音波CWドプラシステムにおい
て、 前記トランスデユーサからの反射波信号が入力
されるトランスの主巻線とコンデンサを構成要素
とする発振回路と、 この発振回路の振動波形を検波する手段と、 一次おくれ要素を介して得た前記検波する手段
の出力に関連して、前記発振回路の発振レベルが
上がるときはそれを下げるように、逆に発振レベ
ルが下がるときはそれを上げるように作用し、発
振回路の発振レベルをほぼ一定に制御する制御手
段 を具備し、前記発振回路から供給される高周波振
動エネルギーでトランスデユーサを駆動し、トラ
ンスデユーサにより受波された目的領域からのド
プラシフトを有する反射波信号が前記発振回路に
ビートとして出現し、このドプラビート信号が可
聴周波領域信号の形で前記検波する手段より抽出
されるように構成されたことを特徴とする超音波
CWドプラシステム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1854482A JPS58136336A (ja) | 1982-02-08 | 1982-02-08 | 超音波ｃｗドプラシステム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1854482A JPS58136336A (ja) | 1982-02-08 | 1982-02-08 | 超音波ｃｗドプラシステム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58136336A JPS58136336A (ja) | 1983-08-13 |
| JPH032535B2 true JPH032535B2 (ja) | 1991-01-16 |
Family
ID=11974571
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1854482A Granted JPS58136336A (ja) | 1982-02-08 | 1982-02-08 | 超音波ｃｗドプラシステム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58136336A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6171102U (ja) * | 1984-10-18 | 1986-05-15 | ||
| JPS62192713U (ja) * | 1986-05-29 | 1987-12-08 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1540900A (en) * | 1975-06-30 | 1979-02-21 | Ericsson L M Pty Ltd | Digital testing and power control in a digital communication system |
| JPS535430U (ja) * | 1976-07-02 | 1978-01-18 | ||
| JPS54121683U (ja) * | 1978-02-15 | 1979-08-25 |
-
1982
- 1982-02-08 JP JP1854482A patent/JPS58136336A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58136336A (ja) | 1983-08-13 |
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