JPH0326085A - 受信クロック再生方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、振幅位相変調信号の受信クロック再生方式に
関する。

〔従来技術〕

かかる振幅位相変調信号にてデータが送信される通信装
置として例えば静止画テレビ電話がある。

この種のテレビ電話はＴＴＣ標準テレビ電話として実用
化されつつあり、例えば「テレビ技術、１９８８年９月
号、１９頁〜２７頁」に詳細に説明されている． 第１図は静止画を伝送する場合のテレビ電話信号の構或
図であり、その信号はテレビ電話識別信号１１、制御情
報１２および画像情報１３の３つに大別される。

ＤＴ信号と呼ばれる識別信号１１は２　０　０　６　Ｈ
ｚと１６３３Ｈｚの２周波信号であり、制御情報１２の
４００ミリ秒前までに送られ、受信装置の音声通話モー
ドから静止画受信モードへの切り換えに使用される。

識別信号１１の後で送信される制御情報１２と画像情報
１３は、振幅位相変調信号で構成される。

制御情報ｌ２は、１７４８ＨＺのデータク口ソク周波数
の振幅位相変調信号の特別な場合の波形が連続しており
、振幅が最大で位相だけが１８０°異なる第１位相のＰ
信号と第２位相のＳ信号から構成される。Ｐ信号とＳ信
号は、夫々正弦波の１周期である．Ｐ信号が１６回連続
するクロック再生用信号ＣＢＩで始まり、Ｐ信号とＳ信
号が交互に２０回連続するデータクロック同調信号ＤＣ
、信号ＣＢ２、ＨＷＰ，ＳＷＰと続くフレーム同期信号
１４が最初にあり、続いて受信回路の利得や送信側の画
像伝送モード等を制御するための制御信号１５がある。

画像情報１３は、制御情報１２の直後に１画面分の画素
が連続したクロックで送られる。画像のト画素は、白レ
ベルから黒レベルまでの１６階調、３２階調又は６４階
調の間で変化する正弦波１周期の振幅と１８０″′異な
る２種類の位相を含んだ波形で表される。具体的には、
テレビ画像の１百素を信号の平均レベル点（０レベル）
から始まる正弦波の１波形の振幅と位相で同時に変調す
るものであり、画像情報１３を制御するための制御情報
工２は、誤り率が最小となるように、前記したように振
幅最大で位相だけが１８０゜異なる波形のＰ信号とＳ信
号を使用する。なお、以後の説明において第１図の信号
の波形を具体的に示して説明する場合があるが、同じ種
類の信号は、可能なかぎり同じ符号を付与して説明する
． （課題） このようなテレビ電話には、次のような課題があり第２
図の波形図を参照しながら説明する．第２図は横軸が共
通の時間軸ｔ，縦軸が夫々の信号のレベルをフレーム同
期信号１４に対応させて表している。

送信装置から伝送された振幅位相変調信号２０は、受信
装置でＡ／Ｄ変換して処理するために、まず振輻制限増
幅回路を通して論理レベル信号２ｌに変換される。論理
レベル信号２１の波形はデジタル変調する場合に公知の
バイフェーズ信号２２に類似しているが、振幅位相変調
信号２０が位相の不連続部分２３を含むので、ひげ状の
異常部分２４のある波形となり、バイフエーズ信号２２
とは異なる。

テレビ電話の受信装置は公衆電話回線に接続されるが、
電話回線には正、逆いずれにも接続される可能性がある
。いずれかを正接続として反対の逆接続をした場合、例
え，ば正接続時の振幅位相変調信号２０の波形が反転し
て受信されるので、デジタル変換後の波形も反転した論
理レベル信号２５のようになる。

その場合、画像情！１１１３において画像の白、黒が反
転することは無論のこと、最初に制御情報１２全体を正
しく読み取れないので静止画受信モードへの切り換えが
行われず、画像を受信できなくなる。

従って画像を受信するためには、電話回線と受信装置の
接続が正、逆いずれで行われても、制御情報工２や画像
情ｉ１３を正しく読み取るサンプリング用の受信クロッ
クを再生することが必要である。

さらに受信装置全体では、画像情報１３をＡ／Ｄ変換し
て正しくデジタルデータとして受信するためには受信が
完了するまで、いずれの場合の振幅位相変調信号にも同
期した受信クロックを再生することが必要である。

本発明の受信クロック再生方式の課題は、受信装置と電
話回線の接続の正、逆を問わないで、例えば静止画を伝
送するテレビ電話信号である振幅位相変調信号の正接続
と逆接続に対応した極性、すなわち接続極性を判別して
、夫々の信号に同期がとれた受信クロックを再生するこ
とにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の受信クロック再生方式は、データクロック周波
数の振幅位相変調信号を論理レベル信号に変換する手段
、論理レベル信号の立ち上がりと立ち下がり時に出力を
生ずるゼロクロス検出回路、ゼロクロス検出回路の出力
の内で振幅位相変調信号の１周期の中央のゼロクロス点
に対応する出力、又は全部の出力の通過のいずれかを選
択するウインドゲート回路、さらにウインドゲート回路
の切り換えに同期して該クロック周波数の整数倍の周波
数近傍、又は同じ周波数近傍で該ゼロクロス検出回路の
出力を比較するＰＬＬ回路、さらにＰＬＬ５回路の出力
をシフトクロックとして該論理レベル信号を転送する２
ビット以上のシフトレジスタを用いた受信クロフクの位
相を決定する回路部を有することを特徴とする。

〔実施例〕

まず本発明の理解を容易にするために、第３図の波形図
を説明する。第３図は受信装置と電話回線が正接続の場
合と、逆接続の場合に本発明の受信クロック再生方式に
より得られる画像クロック、サンプリングクロックを振
幅位相変調信号と対比して示してある． 横軸は共通の時間軸ｔ，縦軸は夫々の信号のレベルを表
す。

正接続の振幅位相変調信号２０が受信装置に入りＡ／Ｄ
変換される場合には、画像クロック７９、Ａ／Ｄ変換用
のサンプリングクロック８１を発生する。

また、逆接続の場合の振幅位相変調信号５ｏが受信装置
に入りＡ／Ｄ変換される場合には、画像クロフク８０，
Ａ／Ｄ変換用のサンプリングクロック８２を発生する。

前記したように、Ｐ信号やＳ｛ε号、さらに画像情報ｌ
３のｌ画素を表す信号は正弦波の１周期の波形からなり
、前半と後半では振幅が等しい。右端のＰ信号を例にと
って、正接続の振幅位相変調信号２０と逆接続の振幅位
相変！Ｊ信号５ｏを比較すると、信号５０のＰ信号は信
号２ｏの前半と後半が入れ換わった波形になっており、
このような信号２０、５０の波形の関係は他の部分にお
いても同じである。つまり、正接続の信号２ｏを基準に
すると、信号５０の位相は１８ｏ６遅れていることにな
る。

従って、受信クロックとして画像クロック７９、サンプ
リングクロック８工のように正接続の信号２０の１周期
の前半に同期したものを基準とすれば、逆接続の信号５
０の場合には夫々１８ｏ＠遅れた１周期の後半に同期し
た画像クロック８０、サンプリングクロフク８２をＡ／
１〕変換に使用する受信クロックとすれば、正接続の信
号２０に同期した画像クロック７９、サンプリングクロ
ック８１を用いて信号２０をデジタル復調する場合と同
じ結果を得る。

本発明の受信クロック再生方式は、このように受信装置
と電話回線の接続状態により変化する振幅位相変調信号
の接′ＩＩＥ極性を判別して、正しく同期のとれた受信
クロックを発生し、受信装置において正、逆の接続状態
にかかわらず同じデジタル復調出力を得ることができる
。

また本発明の受信クロック再生方式は、振幅位相変調信
号の接続極性を論理レベル信号の極性により判別した後
では、振幅位相変調信号のｌ周期の中央のゼロクロス点
を検出して受信クロックを発生することにより、ジッタ
ーの極めて少ない安定な受信クロックを得ることができ
る。

以下、本発明の受信クロフク再生方式の実施例を示す回
路図である第４図を参照しながら説明する．第４図は受
信クロフク再生回路であるが、振幅制限増幅回路３０、
ゼロクロス検出回路２６、ウインドゲート回路３１、Ｐ
ＬＬ回路３２、シフトレジスタ３３、排他的論理和回路
３４、２進カウンタ３５、極性判別用のフリップフロッ
プ回路３６、クロック切換回路３７、スタート制御回路
３８から主に構成される． なお、ゼロクロス検出回路２６は第６図の回路図に示す
ように、２つのマルチバイブレーク２７、オア回路２８
、インバータ回路２９から構成され、後に第７図を参照
しながら説明するように振幅制限増幅回路３０からの論
理レベル信号２１や論理レベル信号２５の立ち上がりと
立ち下がりの時刻に出力６５Ａを発生する。

振幅制限増幅回路３０の出力側は、ゼロクロス検出回路
２６と３ビットを有するシフトレジスタ３３のデータ入
力端子Ｄに接続し、ゼロクロス検出回路２６はウインド
ゲート回路３１を介してＰＬＬ回路３２に接続する。Ｐ
ＬＬ回路３２の出力側もシフトレジスタ３３に接続する
。シフトレジスタ３３の隣接する２ビットの出力は排他
的論理和回路３４に加えられる。排他的論理和回路３４
の出力側はインバータ回路４３を介してアンド回路３９
に接続し、アンド回路３９の出力側はフリップフロップ
回路３６のクロック端子ＣＫ，２進カウンタ３５、スタ
ート制御回路３８の２つのフリップフロップ回路４０、
４ｌの夫々リセット端子Ｒに接続する。

ＰＬＬ回路３２の出力側は２進カウンタ３５のクロック
端子ＣＫと、アンド回路４２に接続する．振幅制限増幅
回路３０の出力側はフリップフロップ回路３６のデータ
入力端子Ｄに接続する。

２進カウンタ３５とフリフブフロップ回路３６の出力側
は、クロック切換回路３７に接続し、クロック切換回路
３７の出力側はアンド回路４２に接続する。

ＰＬＬ回路３２は位相比較器４４、低域フィルタ４５、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）４６、２進カウンタ６６、ス
イッチ部６７から構成され、電圧制御発振器４６は振幅
位相変調信号２０のデータクロック周波数ｆ，のほぼ２
倍の周波数２ｆ，で発振する．データクロック周波数ｆ
，は１７４８Ｈｚである。そして振幅位相変調信号の接
続極性が、論理レベル信号の極性により判別される前は
、第７図のゼロクロス検出回路２６の出力６５Ａと周波
数２ｆ，の発振器４６の出力を位相比較器４４で直接位
相比較する。

また、振幅位相変調信号の接続極性が判別された後は、
振幅位相変調信号の１周期の中央のゼロクロス点８６に
対応するゼロクロス検出回路２６の出力６５Ｂと、２進
カウンタ６６のデータクロフク周波数ｆ，とほぼ同じ周
波数の出力との位相比較を位相比較器４４で行う．この
ような切り換え動作は、スイッチ部６７により行われる
。

ウインドゲート回路３ｌは振幅位相変調信号の接続極性
が判別される前は、ゼロクロス検出回路２６の全部の出
力である出力６５Ａを通過させ、判別後は出力６５Ａの
内の振幅位相変調信号の１周期の中央のゼロクロス点８
６に対応する出力６５Ｂだけを通過させる。このような
切り換え動作は、制御回路４８からウインドゲート回路
３１に加えられるウインドパルス信号８５により行われ
る．制御回路４８はＰＬＬ回路３２のスイッチ部６７を
切り換える信号も発生する。

振幅制限増幅回路３０には受信クロック再生回路の人力
端子４９から例えば振幅位相変！Ｊ１信号２０が加えら
れ、ここで論理レベル信号２１に変換される。スタート
制御回路３８には端子５１から識別信号１１を検出して
得られたスタート信号７５が加えられる。

なお１７はインバータ回路、１８はアンド回路である． 次にこのように構成されたクロフク信号再生回路の全体
の動作を説明するに先立って、まずＰＬＬ回路３２、ゼ
ロクロス検出回路２６、ウインドゲート回路３１の動作
を第７図の波形図を参照しながら説明する。第７図の横
軸は共通の時間軸ｔ、縦軸は夫々の信号や出力のレベル
を表す。

第７図においてゼロクロス検出回路２６は、受信クロッ
ク再生回路の入力信号である正接続の振幅位相変調信号
２０から得られた論理レベル信号２１の立ち上がりと、
立ち下がりの時刻に出力６５Ａを生ずる．６３は片側の
マルチバイブレータ２７の出力、６４はインバータ回路
２９を経て論理レベル信号２１の加えられるマルチバイ
ブレーク２７の出力である。オア回路２８で出力６３と
出力６４が合威され、出力６５Ａを生ずる．この出力６
５Ａは、論理レベル信号２１と図示されていない逆接続
の論理レベル信号２５で同じであり、周波数はデータク
ロック周波数ｆ，の２倍である。

ウインドゲー・ト回路３ｌは後に説明するように振幅位
相変調信号２０の接続極性が論理レベル信号２１の極性
により判別される前は、ゼロクロス検出回路２６の全部
の出力である出力６５Ａを通過させる。そしてゼロクロ
ス検出回路２６の出力６５Ａと周波数２ｆ，の発振器４
６の出力を位相比較器４４で直接位相比較する． ＰＬＬ回路３２では、出力６５Ａの立ち上がり部で位相
比較が行われ、その結果発振器４６の出力が立ち上がる
。出力６５Ａは論理レベル信号２ｔ　のｘ常ｓ分２４で
は１つのパルスに重なり、異常部分２４のない不連続部
分２３ではパルスが欠落するが、不連続部分２３におけ
る異常部分２４の有無にかかわらず引き込みが行われる
。

フレーム同期信号１４のクロック再生用信号ＣＢ１は、
Ｐ４ｇ号が１６回連続するが、ほぼ１０回程度継続した
状態で論理レベル信号の正接続と逆接続の場合にかかわ
らず、またひげ状の異常部分２４の有無にかかわらず、
ＰＬＬ回路３２の発振出力４７はやがて振幅位相変調信
号２０、５０に安定に同期した引き込み状態になる．な
お、第７図では逆接続の振幅位相変調信号５０を点線で
示してある。

そしてウインドゲーｌ・回路３１は振幅位相変調信号の
接続極性が論理レベル信号２ｌの極性により判別された
後は、ゼロクロス検出回路２６の出力６５Ａの内、振幅
位相変調信号の１周期の中央のゼロクロス点８６に対応
する出力６５Ｂを通過させる。この出力６５Ｂの周波数
は、データクロック周波数ｆ，と同じである。ＰＬＬ回
路３２では、出力６５Ｂと、２進カウンタ６６のデータ
クロック周波数ｆ，とほぼ同じ周波数の出力との位相比
較を位相比較器４４で行う． 以後画像情報１３が終了するまで、ゼロクロス検出回路
２６の出力６５Ａからウインドゲート回路３１を通った
結果としての出力６５ＢがＰＬＬ回路３２に加えられる
ので、位相が連続した、不連続部分のない周波数２ｆ，
の発振出力４７を持続する。

ゼロクロス検出回路２６の出力６５Ｂは、振幅位相変調
信号の１周期の中央のゼロクロス点８６に対応しており
、振幅位相変調信号の波形が種々変形してもその位置は
極めて安定している。従って、振幅位相変調信号の位相
の判別後にこの出力６５Ｂを用いてＰＬＬ回路で位相の
比較を行い、受信クロックを発生すればジフターの少な
い極めて安定した受信クロックを得ることのできる利点
がある。

なお第８図は、Ｐ　Ｌ　Ｌ回路の別の構成を示すブロッ
ク図である。

ＰＬＬ回路は、該クロック周波数の２Ｎ倍（Ｎは、２以
上の整数）の周波数近傍で発振する電圧制御発振器６１
、電圧制御発振器６１の出力が加えられるＮ進のプリス
ケーラカウンタ６０、２進カウンタ６８、スイソチ部６
９からなり、スイッチ部６９を切り換えることによりプ
リスケーラカウンタ６０の出力、又は２進カウンタ６８
の出力とゼロクロス検出回路２６の出力の位相を比較し
、プリスケーラカウンタ６０と２進カウンタ６８の接続
点から前記シフトクロフクとなる発振出力４７を得るよ
うに構成することができる。

次にクロック再生回路の全体の動作の説明を第５図の波
形図を参照しながら行う。第５図は第４図の受信クロッ
ク再生回路の主な信号や出力波形を示してあり、横軸は
共通の時間軸ｔ、縦軸は夫々信号や出力のレベルを表す
。

受信クロック再生回路の入力端子４９からの正接続の場
合の振幅位相変調信号２０は、振幅制限増幅回路３０で
論理レベル信号２ｌに変換される．そして振幅位相変調
信号２０の接続極性が判別される前は、ＰＬＬ回路３２
は前記したように、ゼロクロス検出回路２６の出力６５
Ａの位相の比較を、データクロック周波数ｆ，のほぼ２
倍の周波数２ｆ，で行い、周波数２ｆ，に同期した発振
出力４７を得る。

次に発振出力４７をシフトクロックとして、論理レベル
信号２ｌをシフトレジスタ３３に転送する。その際、発
振出力４７の立ち上がり部分の論理レベル信号２１のレ
ベルが転送される．そして、隣接する２ビット目と３ビ
ット目の出力７１、７２を排他的論理和回路３４を通す
．なお、シフトレジスタ３３は、３ビットであるが２ビ
ット以上あれば何ビットでもよい．３ビットのものを用
いた理由は、Ｐ信号が２回転送されたことを検出するア
ンド回路７０を付加したことによる．Ｐ信号が２回転送
されて隣接する３ビットの信号が、１ビソト目の出力７
３を含めてｒｌ　Ｏ　ＩＪになった時、アンド回路７０
は出力を生ずる．このアンド回路７０の存在は、後に述
べるスタート制御回路３８の動作を確実にする． 排他的論理和凹路３４は、フレーム同期信号ｌ４がクロ
ック再生用信号ＣＢＩからデータクロツク同調信号ＤＣ
に移った時にはじめて出力７４の変化を生ずる。この出
力７４の最初の変化は、２ビフト目の出力７ｌと３ビッ
ト目の出力７２が「０」に一致する時刻ｔ，であり、ｒ
ｌＪからｒＯＪに変化する。この時刻１，の振幅位相変
調信号２０は、Ｓ信号である。以後隣接する２ビット目
と３ピント目でＰ信号とＳ信号に対応する出力を交互に
生ずる間は、「１」から「０」への変化を繰り返す． ここで注目すべきことは、電話回線と受信装置の接続状
態により、再生回路の入力信号である振幅位相変調信号
２０が反転していても、出力７４は同じ時刻１，で、し
かもＳ信号で変化することである．それ故に、出力７４
の最初の変化を検出して同じ時刻ｔ，の論理レベル信号
の極性、つまりプラス側かマイナス側かを知ることによ
り、接続状態によって変化する受信装置の入力信号に応
じた受信クロックの位相を決定できる。極性がブラス側
であれば、入力信号である振幅位相変調信号の接続極性
が正接続の場合、つまり振幅位相変調信号２０であり、
マイナス側であれば接続極性が逆接続の場合の振幅位相
変調信号５０であることがわかる。

受信クロックの位相の決定は１度だけ行う必要があり、
スタート制御回路３８により行う。

スタート制御回路３８は、テレビ電話識別信号ｌ１を検
出することにより端子５１に印加されるスタート｛言号
７５によりセントされ、出力７４の最初の変化を検出す
る信号７６の発生により、リセットされる。

７７と７８は、夫々フリップフロフブ回路４０、４１の
出力である。出力７４の最初の変化を検出する信号７６
は、アンド回路３９により時刻ｔ，に立ち上がるが、ス
タート制御回路３８がリセットされることにより、立ち
下がり終了する。

この信号７６は、２進カウンタ３５のリセット端子Ｒ，
極性判別用のフリップフロップ回路３６のクロック端子
ＣＫに加えられる。

２進カウンタ３５では、クロック端子ＣＫに加わる周波
数２ｆ，のＰＬＬ回路３２の発振出力４７を計数して周
波敗ｆ３の出力８４が得られるが、信号７６により１度
だけリセントを行い、再生回路の入力信号に正しく同期
させる。そして入力信号のＰ信号の１周期の前半から同
期のとれた画像クロフク７９、８０がクロック切換回路
３７から得られる。

他方フリップフロンブ回路３６では、２進カウンタ３５
のリセット時の論理レベル信号２ｌによりセントされ、
Ｓ信号の極性を判別できる。そしてフリソプフロップ回
路３６の出力により、クロフク切換回路３７を制御して
ｉａｏ’位相の異なる画像クロック７９、８０のいずれ
かを通す。

画像クロック７９、８０は、２進カウンタ３５の夫々肯
定出力と否定出力である。

さらにＰＬＬ回路３２の発振出力４７をクロック切換回
路３７の出力でアンド回路４２を通すことにより、サン
プリングクロック８１又は８２を得ることができる。こ
のサンプリングクロック８１、８２は夫々画像クロック
７９、８０の「１」状態の後半に同期している。

再生回路で得られたサンプリングクロック８１、８２の
いずれかを、Ａ／Ｄ変換器８３に加えることにより、受
信装置と電話回線の接続状態によりＡ／Ｄ変換器８３へ
の入力信号の波形が反転していても、その内容を正しく
サンプリングして受信することができる。

画像クロック７９、８０は受信装置全体の同期信号とし
て用いられる。

最終的に得られたこのような受信クロフクとしての画像
クロックとサンプリングクロックは、第３図に示してあ
る． さらに本発明の受信クロフク再生方式は、振幅位相変調
信号の接続極性が判別された後は、ウィンドゲート回路
３工がゼロクロス検出回路２６の出力６５Ａの内、振幅
位相変調信号の１周期の中央のゼロクロス点８６に対応
する出力６５Ｂを通過させる。ＰＬＬ回路３２ではその
出力６５Ｂと、２進カウンタ６６のデータクロフク周波
数ｆ．とほぼ同じ周波数の出力との位相比較を行う。

以後画像情報１３が終了するまで、ゼロクロス検出回路
２６の出力６５ＢがＰＬＬ回路３２に加えられ、位相が
連続した、不連続部分のない周波数２ｆ，のＰＬＬ回路
３２の発振出力４７を持続する． 以上述べたように本発明の受信クロック再生方式は、テ
レビ電話の振幅位相変調信号の論理レベル信号からゼロ
クロス検出回路によりデータクロック周波数の２倍の周
波数のパルス出力を得て、同じくデータクロック周波数
のほぼ２倍の周波数を用いてそのパルス出力の位相比較
をＰ　Ｉ，　Ｌ回路で行う．そしてその２倍の周波数の
ＰＬＸ，回路の発振出力をシフトクロックとして論理レ
ベル信号を処理することにより、振幅位相変調信号の接
続極性を判別して受信クロックの位相を１度だけセント
する． そして振幅位相変調信号の接続極性に対応する受信クロ
ックとして画像クロ７クとサンプリングクロックを発生
することができる。

なお、実施例ではデータクロック周波数の２倍の周波数
を用いて位相比較を行ったが、整数倍であれば別の倍数
でもよい。

従って、テレビ電話の受信装置ε電話回線との接続が逆
接続になり、振幅位相変調信号が反転していても、画像
クロフクやサンプリングクロックは自動的に切り換えら
れて正しい画像信号の受信が可能になる。

さらに振幅位相変調信号の接続極性判別後は、ゼロクロ
ス検出回路の出力の内、振幅位相変′ｌ！信号の１周期
の中央のゼロクロス点に対応する出力と、データクロッ
ク周波数とほぼ同じ周波数の発振出力との位相比較をＰ
ＬＬ回路で行うようにしてある。

ゼロクロス検出回路の振幅位相変調信号の１周期の中央
のゼロクロス点に対応する出力は、振幅位相変調信号の
波形が種々変形してもその位置は極めて安定している。

従って、振幅位相変調信号の極性の判別後にこの出力を
用いてＰＬＬ回路で位相の比較を行い、受信クロックを
発生すればジッターの少ない極めて安定した受信クロフ
クを得ることができる。

このような本発明は、静止画テレビ電話に限らず、回線
と受信装置の接続が逆接続になると不都合な伝送方式に
広く応用できる． ＰＬＬ回路の電圧制御発振器や位相比較器は簡単な回路
構或であり、集積回路の中に容易に取り込むことができ
るので、全体の回路を１つの集積回路に構或することも
容易になる。

〔効果〕

本発明の受信クロフク再生方式は、受信装置と回線との
接続が逆接続になり、振幅位相変調信号が反転していて
も、画像クロックやサンプリングクロックは自動的に切
り換えられて正しい画像信号の受信が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は静止画を伝送する場合のテレビ電話信号の構成
図、第２図は従来の受信装置における信号の波形図、第
３図は本発明の受信クロック再生回路により得られる受
信クロックの波形図、第４図は本発明の受信クロ７ク再
生方式の実施例を示す受信クロック再生回路の回路図、
第５図は第４図の回路における主な信号や出力の波形図
、第６図は第４図におけるゼロクロス検出回路の回路図
、第７図はゼロクロス検出回路、ウインドゲート回路、
ＰＬＬ回路の動作を説明するための信号の波形図、第８
図はＰＬＬ回路の他の構或を示すブロック図である． ２１、５０：振幅位相変調信号　　２６：ゼロクロス検
出回路　　３１：ウインドゲート回路７９、８０：画像
クロック　　８１、８２：サンプリングクロック　　３
０：振幅制限増幅器３２：ＰＬＬ回路　　３３：シフト
レジスタ３４：排他的論理和回路　　３５：２進カウン
タ　　３６：フリンブフロソブ回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）データクロック周波数の振幅位相変調信号を論理
   レベル信号に変換する手段、論理レベル信号の立ち上が
   りと立ち下がり時に出力を生ずるゼロクロス検出回路、
   ゼロクロス検出回路の出力の内で振幅位相変調信号の１
   周期の中央のゼロクロス点に対応する出力、又は全部の
   出力の通過のいずれかを選択するウインドゲート回路、
   さらにウインドゲート回路の切り換えに同期して該クロ
   ック周波数の整数倍の周波数近傍、又は同じ周波数近傍
   で該ゼロクロス検出回路の出力を比較するＰＬＬ回路、
   さらにＰＬＬ回路の出力をシフトクロックとして該論理
   レベル信号を転送する２ビット以上のシフトレジスタを
   用いた受信クロックの位相を決定する回路部を有するこ
   とを特徴とする受信クロック再生方式。
2. （２）該ＰＬＬ回路はデータクロック周波数の２倍の周
   波数近傍で発振する電圧制御発振器、電圧制御発振器の
   出力が加えられる２進カウンタ、スイッチ部からなり、
   スイッチ部を切り換えることにより電圧制御発振器の出
   力、又は２進カウンタの出力とゼロクロス検出回路の出
   力の位相を比較し、電圧制御発振器と２進カウンタの接
   続点から前記シフトクロックとなる出力を得るように構
   成された特許請求の範囲第１項記載の受信クロック再生
   方式。
3. （３）該ＰＬＬ回路は、該クロック周波数の２Ｎ倍（Ｎ
   は、２以上の整数）の周波数近傍で発振する電圧制御発
   振器、電圧制御発振器の出力が加えられるＮ進のプリス
   ケーラカウンタ、２進カウンタ、スイッチ部からなり、
   スイッチ部を切り換えることによりプリスケーラカウン
   タの出力、又は２進カウンタの出力とゼロクロス検出回
   路の出力の位相を比較し、プリスケーラカウンタと２進
   カウンタの接続点から前記シフトクロックとなる出力を
   得るように構成された特許請求の範囲第１項記載の受信
   クロック再生方式。