JPH0332233A - 全２重伝送中にエコー除去装置係数の調節を行なうエコー除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は２線式回線を介する全２重データ伝送に関し、
具体的には、２線式回線部分と４線式回線部分の間の接
続による出力データ信号のエコーを除去し、全２重伝送
の際のエコー除去装置係数の調節を行なうための装置に
関するものである。

Ｂ、従来の技術 交換電話網によるデータ端末装置間の接続に一部のモデ
ムが使用される。データ信号は２線式回線を介して送信
側モデムから受信側モデムに送られる。遠距離の場合は
、増幅器（中継器）が必要とされる。増幅器は一方向て
のみ動作するので、２線式回線を４線式回線に分けるた
めにデータ方向が分割される。２線式回線と４線式回線
の間の接続はいわゆるハイブリッド・カプラを介して行
なわれる。同様に、ハイブリッド・カプラは、送信回線
と受信回線から成るモデム出力線を２線式回線に接続す
るためにも必要とされる。

ハイブリッド・カプラは、３つの入力、すなわち、４線
式回線の各２線式回線のための入力、及び２線式回線の
ための入力を有する２台の差動変圧器から成る終端装置
である。これらの変圧器には、周波数帯域全体に渡って
整合されたインピーダンスを負荷することができないの
で、データ信号エネルギーの一部は他方の方向に進み、
２線式回線を介して送信側に戻って、いわゆるエコーを
発生する。

２種類のエコーをモデムが受け取る。すなわち、送信デ
ータ信号がモデム・ハイブリッド・カプラを介してモデ
ムの受信回路に向かって直接漏洩することから生しる近
エコーと、送信データ信号が４線式回線を通過し、遠隔
ハイブリッド・カプラ上で反射することから生じる遠エ
コーである。

したがって、この種のモデムは、入力信号から出力信号
のエコーを除去するためのエコー除去装置を備えている
。近エコーと遠エコーは異なる特性を有するので、近エ
コー除去装置を遠エコー除去装置とは異なるものにする
ことが一般的であり、両エコー除去装置の出力を加算す
ると実際のエコーの推定値が得られる。その結果得られ
たこの推定値を次に入力信号から差し引くと、理論的に
エコーを含まない入力信号が得られる。一般にエコーの
推定値と実際値の間の誤差信号を使って、エコー除去装
置係数を調節する。

実際には、従来技術のエコー除去装置には多くの欠点が
ある。実際は、今日のモデムでのデータ信号処理は、モ
デムに組み込まれた１台または数台のプロセッサの制御
下でディジタルに行なわれる。したがって、エコー除去
のすべての動作はディジタルに実行され、ディジタル形
式の推定エコー値が得られる。次にこの推定値をアナロ
グ形式に変換してから、入力信号から差し引くと、モデ
ム受信信号になる。その結果生した信号は次に、ディジ
タル形式に変換して、データを取り出すために使用し、
かつエコー除去装置係数及び誤差イコライザ係数、搬送
波位相、フェーズ・ロール追跡を調節するための制御信
号として使用する。さらに、推定エコー値を変換するた
めの１台のディジタル・アナログ変換器、及びモデム受
信装置にエコーを含まないディジタル信号を供給するた
めのアナログ・ディジタル変換器が必要である。そのよ
うなエコー除去装置は、入力信号の広いエネルギー・レ
ベル範囲に適合するため、プログラム式利得増幅器の使
用を必要とする。さらに、推定エコー値をアナログ形式
に変換するディジタル・アナログ変換器はＮ　　（ｓｉ
ｎ　ｘ／ｘ型の）周波数歪みを生じ、後でそれを補正し
なければならない。

」−記の欠点は、ヨーロッパ４．′＋許出閣第８７４３
００１２．２に記載された発明により克服された。

上記特許出願は、エコー除去装置係数の調節を可能にす
る制御信号を発生するために使用される回線経路が、エ
コーを含まない遠隔入力信号を発生するために使用され
る回線経路から分離されている、エコー除去装置に関す
るものである。しかし、従来技術と同様に、そのような
エコー除去技術も、入力信号から差し引く前に推定エコ
ー値をアナログ形式に変換するためのディジタル・アナ
ログ変換器と、エコー除去装置係数を調節する制御信号
を得るために処理できるように、アナログ入力信号をデ
ィジタル形式に変換するためのアナログ・ディジタル変
換器を必要とする。

ヨーロッパ特許出願第８７４３００１２．２号に記載さ
れたエコー除去装置ならびに従来技術のエコー装置は、
遠隔モデムが情報を伝送しない間に訓練シーケンスが局
所モデムから遠隔モデムに送られるとき、データ伝送の
始めにエコー除去装置係数の調節を行なう。これらの係
数は次に、２台のモデムの間でのデータ交換の間凍結さ
れる。

さらに、この種の最近のモデムの大部分は、遠端エコー
の相当量の周波数シフト（フェーズ・ロール）に対応す
ることができなかった。これらのモデムでは、遠端エコ
ー・フェーズはエコー除去後の残留受信信号が最小にな
るように推定エコー・フェーズを調節するアルゴリズム
によって追跡される。この方法は、遠隔モデムが存在す
る場合、エコー除去装置を用いた全２重動作（通常の「
ダブル・トーク」問題）の際はうまく働かない。このよ
うな方法はまた、原則的に、全２重動作の間エコー・エ
スティメータ係数の微調整のために使用することもでき
るが、同じ理由で収斂が不十分となる。

Ｃ１発明が解決しようとする課題 したがって、本発明の主目的は、全２重動作の間、近エ
コー及び遠エコー・エスティメータの適応性を維持し、
遠端エコー・フェーズ、いわゆるフェーズ・ロールの正
確な追跡を行なうエコー除去装置を提供することである
。

本発明のもう１つの目的は、出力信号から誘導したタイ
ミングを使って、エコー除去後のディジタル残留値を補
間し、それによって現在のモデムで必要とされている１
台のディジタル・アナログ変換器及び１台のアナログ・
ディジタル変換器の使用を不要にする、モデムに組み込
まれたエコー除去装置を提供することである。

０６課題を解決するための手段 上記及びその他の目的は、アナログ入力信号の受信と同
時にそれを介してアナログ出力信号の送信を行なうこと
ができる伝送媒体の２線式回線部分に接続されたデータ
伝送システムにおけるエコー除去装置によって提供され
る。入力信号は、遠隔システムから受け取った信号と、
出力信号に応答して伝送媒体によって発生されるエコー
信号から成り、データ伝送システムは、出力信号を供給
する送信装置と、入力信号を受け取る受信装置から成り
、イコライザと、データ記号決定を与えるデータ復号手
段を含む。入力信号から発生されたエコー信号を供給し
、発生されたエコー信号を入力信号から差し引くそのよ
うなエコー除去装置は、椎定近エコー信号を発生するた
めの近エコー・エスティメータと、推定遠エコー信号を
発生するための遠エコー・エスティメータと、伝送媒体
によるフェーズ・ロールを補償するため、推定遠エコー
信号の位相を回転するための位相回転手段手段と、推定
近エコー信号と、位相回転手段の出力端におけるフェー
ズ・ロール補正された遠エコー信号を加算して、推定エ
コー信号を供給するための加算器から構成される。この
装置はまた、近エコー・エスティメータの係数、遠エコ
ー・エスティメータの係数及び位相回転手段を調整する
ための調整装置を備え、出力信号の送信は“入力信号の
受信と同時に行なわれ、調整装置は、イコライザの出力
における信号とデータ記号決定との差として得られる平
均２乗決定誤差の最小化を実行する。

８０作用 本発明のエコー除去装置は、送信装置によって実行され
るすべての機能、近エコー・エスティメータ及び遠エコ
ー・エスティメータのすべての動作、及び入力信号を変
換し濾波するため受信装置によって実行されるフロント
・エンド機能が、送信装置のタイミングを使って実行さ
れ、補間回路が、推定エコー信号が除去された残留受信
信号を受け取り、入力信号から誘導したタイミングを使
って、補間により信号を再びサンプリングするようにな
っている。

Ｆ、実施例 第１図は、２線式媒体を介したモデム伝送で使用される
エコー除去装置のブロック・ダイヤグラムである。複素
数形式のディジタル信号、すなわち、同相分及び直角分
を有するディジタル信号が、送信フィルタ１２、ディジ
タル・アナログ変換器１４、低域フィルタ１６、及びハ
イブリッド・カプラ１８を介して２線式回線１０に供給
される。

送信フィルタ１２の出力は実信号であり、１本の線とし
て示されるが、その入力端における複素信号は２重線で
示されていることに留意されたい。

このような表示をすべての図面で使用する。

１８等のハイブリッド・カプラでの、インピーダンスの
不整合によりエコーが生じるとき、回線１０上で受け取
る入力信号は、３つの異なる信号、すなわち遠隔モデム
から送られる遠端信号、出力信号がハイブリッド・カプ
ラ１８を介して直接層）洩して生じる近エコー、及び送
信信号が遠端ハイブリッド・カプラ上で反射して生じる
遠エコーから成る。

近エコーと遠エコーは異なる特性を有するので、エコー
除去装置を２つの部分、すなわち近エコー・エスティメ
ータ２０と遠エコー・エスティメータ２２（これらは機
能的に横フィルタである）に分割するのが好都合である
。遅延要素２３が近エコー・エスティメータ２０の入力
側にあり、遅延要素２４（往復遅延に等しい）が遠エコ
ー・エスティメータ２２の入力側にある。

遠エコーは、４線式搬送波システムにおける周波数の変
化による周波数シフトの影響を受けるので、幾分かのフ
ェーズ・ロール追跡が必要である。

したがって、ｅｘｐ（Ｊψ）の形の位相補正信号が乗算
器２６における１イ１□定遠エコーの乗率として使用さ
れる。

次に、近エコー・エスティメータ２０と乗算器２６の出
力が加算器２８て加算される。その結果得られる信号が
（近及び遠）エコー推定値であり、減算器３４で、ハイ
ブリッド・カプラ１８、アナログ・ディジタル変換器３
０及び受信フィルタ３２を介して２線式回線１０から受
げ取ったディジタル変換された入力信号から差し引かれ
る。

」−述した第１図の手段はすへて、送信装置のタイミン
グに幻応するタイミング１（図にはＴ１で示す）によっ
て同期されることに留意されたい。

したがって、信号サンプルは、タイミング１に基づく同
期に従って減算器３４の出力端に供給され、タイミング
２　（Ｔ２）で遠隔信号について同期されるモデムの受
信装置部分によって処理されることができない。タイミ
ング２で同期される新しいサンプルを供給するために、
信号サンプルを補間回路３６でネ１１１間するのは、そ
のためである。

次に、補間回路３６によりタイミング２で発生された信
号サンプルは、ブロック３８に供給される。このブロッ
クは、等化、データ検出、搬送波位相追跡、さらにはタ
イミング２の発生等のすべての受信装置機能に苅応する
。これらの機能はモデムでは一般的であり、したがって
特に説明しない。

第１図に示すように、２つの複素数値五及びＺが受信装
置ブロック３８から供給される。５は記号決定であり、
Ｚは、イコライザの出力端で供給される信号である。こ
れら２つの値は、近エコー及ヒ遠エコー・エスティメー
タ係数の調整、及び乗算器２６でのエコー・フェーズ乗
率の調整を行なう調整装置４０への入力として使用され
る。本発明の目的であるブロック４０によって実行され
る機能については、後で詳細に説明する。

電子分野で用いられる集積技術の発展の結果、今日のモ
デムは、複雑な信号処理アルゴリズムを使用するマイク
ロプロセッサを備えている。したがって、以下の説明は
、ディジタル信号プロセッサ（またはＤＳＰ）と呼ばれ
る特殊なディジタル・プロセッサによる本発明の実施に
関して行なう。

信号処理アルゴリズムの説明では、大文字で示ｔｉは、
信号プロセッサのソフトウェアで使用される変数、定数
またはラベルを示す。小文字で示す量は、数学上の記号
を示し、モデムでの刻応する量とスケーリング・ファク
ターだけ異なることもあり、直接の等測量を持たないこ
ともある。

タイミング機能 モデム・インタフェースのアナログ・ディジタル（Ａ／
Ｄ）変換器及びディジタル・アナログ変換器は、毎秒９
６００ザンプルの速度で入力信号及び出力信号を同１１
ＪＩ的に変換する。これらの信号のサンプル・タイミン
グはタイミング１と呼ばれる。このタイミングで、送信
装置機能、受信装置フロント・エンド機能、及びエコー
除去が実行される。送信装置は２４００ボーの速度て送
信記号を発生し、変調送信ヒルベルト・フィルタを介し
て、毎秒９６００サンプルの速度で送信記号を発生する
。同しタイミングで、受信信号が得られ、入力利得制御
が行なわれ、受信信号が受信ヒルベルト・フィルタ復調
を介して、毎秒４８００サンプルのサンプリング速度て
複素ベースバンド信号に変換される。最後に、送信記号
から、近端及び遠端エコー信号が複素ベースバンドで毎
秒４８００サンプルのサンプリング速度で発生され、受
信信号から差し引かれる。

次に、タイミング２で信号を得るため、残留受信信号を
補間により再びサンプリングする。このタイミングで、
残りの受信装置機能が実行される。

タイミング２のサンプリング・フェースは遠隔モデム信
号から得られる。局所モデムと遠隔モデムの変調速度は
異なっていてもよい。最悪のケースでは、その結果タイ
ミング１機能とタイミング２機能の間に生じる位相変動
が±２Ｘ０．０１％の速度差に相当する。

それぞれディジタル・アナログ変換器及びアナログ・デ
ィジタル変換器とＤＳＰメモリ内のバッファの間で転送
される、４個のサンプルＴＳＡＭＰ（０，１，２，３；
ＩＳ↑）を送信し、４．　（１７，ｌのサンプルＲ８Ａ
ＭＰ　（０，１，２，３；ｌ５Ｉ）を受信するため、Ｔ
＝１／２４００秒の各変調間隔の間にタイミング１用の
割込みルーチンが実行される。インデックスＩＳ１は、
タイミング１の偶数（Ｉ　Ｓ　１＝０）及び奇数（ＩＳ
１＝１）の変調間隔を示す。割込みルーチンは、ＴＳＡ
ＭＰ（３；ｌ５Ｉ）及びＲ８ＡＭＰ　（３；　ＩＳＩ）
の後でＩＳＩを反転する。割込みルーチンはまた、ＴＳ
ＡＭＰ　（０；　Ｉ　Ｓ　１）及びＲ３ＡＭＰ　（０；
ｌ５Ｉ）のサンプリング時間を示すタイム・スタンプＳ
ＴＩＭＥＩ　（ＩＳＩ）を供給する。データ送信用のイ
ンタフェース回線は、サンプルＴＳＡＭＰ（０；ｌ５Ｉ
）及びＲ８ＡＭＰ　（０；　Ｉ　Ｓ　１）が転送される
とき、１つの変調間隔毎に１回サービスされる。

タイミング２用の割込みルーチンは、毎秒２４００回動
作し、データ受信用のインタフェース回線を制御する。

インデックスＩＳ２は、タイミング２の偶数（ＩＳ２＝
０）及び奇数（ＩＳ２＝１）の変調間隔を示すために使
用される。このルーチンは各変調間隔ごとにタイム・ス
タンプＳＴＩＭＥ（ＩＳ２）を供給し、主制御プログラ
ム内のタイミング回復機能によって提供されるタイミン
グ補正値を使って、タイミング２処理の位相を調整する
。

割込みルーチンはＩＳＩ及びＩＳ２により、それらのル
ーチンが入出力動作を実行する変調間隔（タイミング１
及びタイミング２、奇数または偶数）を主制御プログラ
ムに示す。主制御プログラムは、割込みルーチンがＩＳ
Ｉ及びＩＳ２の補数値の使用を始める前に、これらのイ
直で示される変調間隔の間にデータを処理するか、また
はデータを供給しなければならない。

主プログラムは、回線インタフエース回線Ｌ（回線接続
）及びＣＩＮ（呼出し表示）、及び回線インタフェース
からのリング表示を直接処理する。呼出しモデムとして
動作するかそれとも応答モデムとして動作するかの決定
は、ＣＴＬ及びリング表示を監視し、それに応してＣＩ
Ｎをセットすることにより、初期設定プログラムの一部
として行なわれる。通常の初期設定後、または特定のエ
ラー状態が発生したときの再初期設定後に、主制御プロ
グラムが始動する。

インデックスＭＳ１及びＭＳ２は、タイミング１機能及
びタイミング２機能が実行される偶数及び奇数の変調間
隔を示すために使用される。インデックス主制御プログ
ラムは、■Ｓ１及び■Ｓ２の増加を監視することにより
、次のタイミング１またはタイミング２変調間隔でいつ
処理を開始するかを決定する。たとえば、工Ｓ１の値が
Ｏから１に変わるとき、主制御プログラムはＭＳ１＝０
のタイミング１機能を実行することができ、割込みプロ
グラムはｌ５１＝１の機能を実行する。変数ＭＯＤＥは
、信号プロトコルの現状態を示す。

このＭＯＤＥは、モードに特有などの制御タスク及び信
号処理タスクを実行すべきかを決定する。

タイミング１のタスクのみがＭＯＤＥの値を変更するこ
とができる。

ＭＳＩ≠ＩＳ１のときは、次の変調間隔のタイミング１
処理が開始できる。サンプリング時間ＳＴＩＭＥ　１　
（ＭＳＩ）がＴＩＭＥＩに記録される。

ルーチンが受信サンプルＲ８ＡＭＰ　（０，１，２，３
；ＭＳＩ）に作用し、受信、濾波、復調及び入力利得制
御を実行する。最終的に、２つの復調された複素ベース
バンド信号が毎秒４８００サンプルのサンプリング速度
で遅延線Ｘ１に入る。ＭＯＤＥに応じて、いくつかの特
定のタイミング１タスクが実行される。各タスクは、送
信サンプルＴＳＡＭＰ　（０、Ｌ　２　；ＭＳ　ｌ）を
発生する特定のルーチンを実行する。他のタスクは、信
号音検出、エコー除去等を処理する。完了後、遅延線Ｘ
１は時刻ＴＩＭＥＩまでの受信ベースバンド信号をみ、
タイミング２の処理の用意ができている。

ＣＴＬ　（回線接続）が検査され、ＭＳｌが反転される
。

ＭＳ２≠ＩＳ２のときは、次のタイミング２変調間隔の
処理が開始できる。ルーチンＩ　ＮＴＸ　ＩＸ２は、や
はり毎秒４８００サンプルのサンプリング速度で、速度
遅延線Ｘ１における信号から２つの補間された信号を計
算し、これらの信号は遅延線Ｘ２に入る。補間は時間差
、ＳＴＩＭＥ２（ＭＳ　２）　−Ｔ　Ｉ　ＭＥ　１に従
って行なわれる。遅延線Ｘ２はこのときサンプリング時
間ＳＴＩＭＥ２（ＭＳ２）までの信号を含む。ルーチン
は、Ｘ２信号からのバンド・エツジ・タイミング回復を
行ない、時間補正値ＲＴＩＭＣＯを計算する。この時間
補正値は、タイミング２処理の位相を調整するためにタ
イミング２割込みルーチンが使用する。その他の機能は
等化、搬送波位相追跡、信号検出等である。全２重動作
中、後述する本発明によれば、効率的な判断エラー指向
アルゴリズムを使用して、より低い速度でエコー係数を
調整し、遠端エコー・フェーズを追跡する。最後に、Ｍ
Ｓ２が反転される。

エコー除去 この実施例では、近端及び遠端エコー除去装置のタイム
・スパンは１６Ｔ（６，６７ミリ秒）及び３２Ｔ（１３
゜３３ミリ秒）である。係数間隔はＴ／２である。した
がって、近エコー・エスティメータには３２個の近端エ
コー係数ＣＮＥＣ（ｋ）（ｋ＝０、、、、．３１）があ
り、遠エコー・エスティメータには６４個の係数ｃＦｃ
ｃ（ｋ）　（ｋ”○、、、、、６３）がある。

近端Ｘ　Ｎ　Ｅ　Ｃ及び遠端ＸＦＥＣ推定エコー信号は
次式により得られる。

ｘＮＥｃ（２ｎ−１＋ｉ）　＝交ｃＮｃｃ（２に＋１）
ａ（ｎ−に−ＤＮ６ｃ）、　ｉ−０，１に＝Ｑ ｘＦＥｃ（２ｎ　Ｉ”ｉ）　”　［ｆｆ１ｃｐＥｃ（２
に＋１）ａ（ｎ−に−Ｄｒｃｃ）ｅ”ψＦＥＣ，Ｈ＝０
．まただし、ψＦや。は遠端エコー・フェーズを示し、
ＤＮＥ。及びＤＦＥＣは近端及び遠端エコー遅延を示す
。

これらの信号の和に内部エコーが利得ｇＥｃ）ｌ　を掛
けると、推定エコーが得られる。

ｘｃｃ＋＋（２ｎ−１＋ｉ）　＝ｇＥｃＨ［ｘＮＥｃ（
２ｎ−１十〇　＋ｘＦａｃ（２ｎ−１＋ｉ）］、　ｉ　
＝０．まただし、訓練中はｇ１ユ。１１：１であり、Ｆ
ＤＸ動作中はｇ、。□≦１である。

推定エコーを遅延線Ｘ１における最新の信号から差し引
き、内部「イコライザ」利得ｇＥ。２を掛けると、次式
が得られる。

ｘ＋　（２ｎ−１”ｉ）　”　ｇｃｏｚ［ｘｏ（２ｎ−
１＋ｉ）　−ｘｃｃ＋＋（２ｎ−１＋ｉ）］、　ｉ　＝
　０．まただし、訓練中はｇ、。２＝１である。

全２重動作の場合は、４ｍ　ｇＥＱＺ≧１は、残留受信
信号がほぼ単位出力に等しい利得を得るように決定され
る。

Ｅ（ｌｘｔ（２ｎ−１＋１１２）　ａｐｐｒｏｘ　１．
　ｉ　＝　０．１信号ｘｌ（２ｎ−１）及びｘ＋（２ｎ
）は、遅延線Ｘｌ中で、エコー除去前に受信複素ベース
バント信号であった信号Ｘ。（２ｎ−１）及びＸ。（２
ｎ）に置き換わる。

エコー除去を伴なわない動作フェーズ中は、ｘ＋（ｋ）
　＝　ｘｏ（ｋ）。

ルーチンは、後で使用するため、 ｘ＋Ｆａｃ（２ｎ−１＋ｉ）　　：　　ｇｐＥｃｘｒＥ
ｃ（２ｎ−１＋ｉ）／４．　　ｉ　　−０，１も遅延線
に記憶する。遠端エコー利得ｇｒｔ＝。は、エコー訓練
中に決定される。

エコー除去訓練 エコー訓練中は、送信された訓練シーケンスからのエコ
ーのみが受信される。近端及び遠端エコー係数ＣＮＥＣ
（ｋ）（ｋ＝ｏ、、、、、３１）及びｃｒＥｃ（ｋ）　
（ｋ＝ｏ。

、、、、６３）が中心合わされ、残留受信信号の平均２
乗値Ｅ（ｌｘｔ（２ｎ−１＋１）１２）（ｉ　：　０．
１）が最小になるように調整される。遠隔エコー・フェ
ーズψＦＥＣが追跡され、周波数シフトが推定される。

プログラムは、１６個の変調間隔ごとに近端及び遠端エ
コー係数を交互に検査する。

下記の条件の一方が満たされた場合、 当該のエコー係数がｌ変調間隔だけ右または左にシフト
され、関連するエコー遅延が１だけ減分または増分され
る。関連するエコー記り遅延線ＮＴＡまたはＦＴＡに対
しても対応する変更が加えられる。

０　≦ＤＮＥＣかつ２０≦ＤＦＥＣ を確かめるためのテストが含まれる。

近端エコー係数の強制的な右シフトが行なわれ、下記の
場合はＤＮＥＣがｌだけ減分される。

０　＜　ＤＮＥＣかつＤＮＥＣ”　１６≧ＤＦＥＣ最後
の条件は、近端エコー除去装置の１６−Ｔタイム・スパ
ンと遠端エコー除去装置の３２−Ｔタイム・スパンが重
複することを示す。

エコー・エスティメータ係数はすべての変調間隔で更新
される。

ＣＮＥＣ（２Ｑ”ｉ）’−Ｇｖｃｃ（２ｕ”ｉ）＋α’
　ＥＣ１１Ｘ　Ｉ　（２ｎ−１＋ｉ）ａ：ン（ｎ−Ｑ　
−ＤＮＥＣ）　１立＝　Ｏ，、、、，１５ Ｃｒｃｃ（２Ｑ＋ｉ）”ＣＦＥｃ（２Ｑ＋ｉ）＋α’Ｅ
ｃｏｘ＋（２ｎ−１＋ｉ）ａ＊、（ｎ　Ｑ−ＤＦＥＣ）
Ｏ’ψＦＥＣ１Ｑ　＝　Ｏ，、、、，３まただし、１＝
ＯＪアステリスク（＊）は共役複素数を示す。

遠隔エコー・フェーズの調整に関する限り、プログラム
はｉ＝０及び１　（ｉ＝ｎモジュロ２）について交互に
以下の計算をする。

ｘ’＋（ｎ）　＝　ｇＦＥｃｘ＋（２ｎ−１＋ｉ）　１
１ｍ１ｔｅｄ　ｔｏ±２±２ｊｘ’ＦＥｃ（ｎ）　＝ｘ
Ｆｃｃ（２ｎ−１＋ｉ）ｇｒｃｃ／４遠端エコー遠端エ
コー及び周波数シフトは、２次フェーズ・ロック・ルー
プ・アルゴリズムによって推定される。

△ψｐｃｃ＋Ｔｍ［ｘ’＋（ｎ）ｘ”：’Ｆ［ｃ（ｎ）
］△ψＦＥＣ，ＬｐＦ’−３／４△ψＦＥＣ，ＬＰＦ＋
△ψＦＥＣ（利得４及び時定数４Ｔを有するＬＰＦ）ψ
ＦＥＣ←ψＦＥＣ＋γＦＥＣ△ψＦＥＣ，ＬＰＦ十△ψ
ＦＥＣ，Ｓ　（ｍｏｄ　２π）△ψＦＥＣ，，０△ψＦ
ＥＣ，・１ζＦＥＣ△ψＦＥＣ，ＬＰＦただし、△ψＦ
ＥＣ，ＬＰＦ　＝　２π△ｆＦＥｃ／Ｔは、遠端エコー
の周波数シフトによって導入される変調間隔当りの推定
位相増分（「フェーズ・ロール」）を表わす。

可能な最良のエコー抑制が実現されたとき、少なくとも
、訓練シーケンスが最小持続期間（１２８０Ｔ＝５３３
毎秒）の間送られたとき、または８１９２Ｔの最大持続
期間を超過したとき、エコー除去装置の訓練は完了する
。

夏目 補間は、ＭＳ≠ＩＳ２がタイミング２で受信装置機能を
実行する用意ができたことを示すときに実行される最初
の機能である。遅延線Ｘ１は、タイミング１で毎秒４８
００サンプル（２／Ｔ）の速度でサンプリングされる複
素ベースバンド信号を含む。最新の２つのＸ１信号ｘ、
（２ｎ　−１）。

ｘ＋（２ｎ）が、ＴＩＭＥｌに記録されたサンプリング
時間と関連づけられている。ルーチンＩＮＴＸＩＸ２は
ＳＴＩＭＥ２　（ＭＳ２）で使用可能なサンプリング時
間の間に２つの信号Ｘ２（２ｎｌ）、　　Ｘ２（２ｎ）
　を計算し、それらを遅延線Ｘ２に入れる。この動作で
ＩＮＴＸＩＸ２によって計算されたインデックスｌＮＴ
ｌ及びＩＮＴＪは、追加の補間機能を実行するルーチン
ＦＤＸ　　ＵＰＤにより後で使用されるため記憶される
。

概念的には、補間は次の式（１）によって実行される。

たたし、時間差 ＤＴＩＭＥ　＝　ＳＴＩＭＥ２（）Ｉ３２）　−ＴＩＭ
ＥＩは適当な１組の補間係数を選択する。

モデムの実施例では、時間はＤＳＰサイクル（毎秒８゜
０６４Ｘ１０”サイクル）で測定される。１つの変調間
隔（Ｔ）は８．０Ｅ３４００／２４００＝３３６０サイ
クル時間に対応する。式（１）の機能は、次式を満たす
整数■及びＪを計算することにより実現される。

３２Ｉ　＋Ｊ　二ｆ１ｏｏｒ［６４，ＤＴＩ１４Ｅ／３
３６０］、−１５≦Ｊ≦１６整数■はＴ／２単位で時間
差を示し、Ｊは残留差を、補間のための選ばれた時間量
子化（Ｔの１゜６％）であるＴ／６４単位で示す。補間
フィルタのスパンが有限の場合、式（１）は次のように
書き直すことができる。

Ｍは固定遅延Ｍ等の整数である。因果関係を保証するた
めＭ、Ｔ／２が導入される。

Ｌｌすなわち補間回路のタップの数の様々な値について
、６値に対する最適の補間係数を決定することができる
。Ｊ＝１６（Ｔ／２の間隔の信号間のＴ／４補間）の場
合に最悪のケースの棚間誤差が発生する。この場合は、
平均２乗誤差信号出力との比は、Ｌ＝１の場合は−２９
，９ｄＢ、Ｌ＝２の場合は−４２，２ｄＢ、Ｌ＝３の場
合は−５５，８ｄＢであることが分った。これらの結果
に基づいて、Ｌ＝２が選択された。

対称性から、 ｃａｐ（−Ｊ、４）　＝ｃ＋ｐ（Ｊ、　ｆｌ）Ｊ　＝　
Ｏ，、、、、１Ｂに刻する係数のみが必要である。

表１に、Ｌ＝２の場合の整数にスケーリングし、丸めた
係数ＣＩ　Ｐ（Ｊ、　Ｑ　）　＝２０４８ｃ＋ｐ（Ｊ、
　Ｑ）を示す。補間は単位利得で行なう。したがって、
遅延線Ｘ１及びＸ２の信号は同じ出力を示す。

この実施例では、Ｍ−６が選ばれた。補間は上記とはわ
ずかに異なる方法で行なう（おそらく、後のバージョン
では上記の形に変更されるはずである）。整数■及びＪ
の代りに、 ３２’Ｉ’　十’Ｊ’　＝ｆ１ｏｏｒ［６４−ＤＴＩＭ
Ｅ／３３６０］、　Ｏ≦′Ｊ′≦３１を満たす整数■′
及びＪ゛が計算され、ＩＮＴＩ＝６−’Ｉ’及びＩＮＴ
Ｊ＝’Ｊ’の形で記録される。

これらの値を使うと、ｉ＝０．１の場合の補間は次のよ
うになる。

全２重動作中にエコー除去装置係数の調整を行なうこと
ができる調整装置を提供するという本発明の主な特徴に
ついて、第２図及び第３図を参１１（１して以下に説明
する。

近エコー・エスティメータ（第１図の２０）の係数、遠
エコー・エスティメータ（第１図の２２）の係数、及び
位相回転手段（第１図の２６）を調整可能にする方法は
、等化された受信信号とデータ記号決定の差として得ら
れる平均２乗決定誤差を最小にすることに基づくもので
ある。

したがって、第２図に示すように、残留受信信号が補間
回路３６によって補間される。次に、補間された信号が
イコライザ４２で等化されて信号サンプルＺをもたらす
。データ検出後、データ記号決定５が判断ブロック４４
の出力で供給される。

値Ｚと５の差である決定誤差が、最終的に減算器４６の
出力で発生される。

期待値　Ｅ（ＩＺ（ｎ）　−ａ（ｎ）Ｉ２）　＝Ｅ（Ｉ
ｅ（ｎ）ｌ”）　　→最小第１図の調整装置４０は実際
には３つの同一の回路をみ、近エコー・エスティメータ
の入力（第１図の遅延回路２３の出力）端における遅延
された送信信号、遠エコー・エスティメータの入力（第
１図の遅延回路２４の出力）端における遅延された送信
信号、及び推定遠エコーを入力として受け取り、それぞ
れ近エコー・エスティメータ係数、遠エコー・エスティ
メータ係数及び位相回転値の調整を出力としてもたらす
。

各回路は、入力信号から誘導したタイミング２を使って
信号を再サンプリングする、補間回路３６（第１図参照
）と同じ係数を有する補間回路（４８−１，４８−２，
４８−３）と、補間された信号をイコライザ４２の現在
の係数でたたみ込むたたみ込み回路（５０−１，５０−
２，５０３）と、たたみ込まれた信号に決定誤差を掛け
て０エコー・エスティメータ係数及び遠エコー・フェー
ズの最新量を求める乗算回路（５２−１，５２−２，５
２−３）から成る。実際には、その結果を使って、第１
項が積分フェーズ・ロールであり、第２項が遠端エコー
の瞬間位相である、２次ループの２つの要素を更新する
。

以下の説明で、第２図の調整装置によってサポートされ
るアルゴリズムがどのようにして誘導されるかを明らか
にする。

次式は、遅延線Ｘ１の信号の、エコー利得とイコライザ
利得、エコー係数、及び遠端エコー・フェーズに対する
依存性をｉ”Ｏ＋　　１の場合について明示的に示すも
のである。

ｘ＋（２ｎ　１＋ｉ）　＝ｇＥｃｍｏ（２ｎ−１＋ｉ）
　　ｇＥｃｏｇｐｏｚただし、ａ　（ｍ）は近エコー・
エスティメータまたは遠エコー・エスティメータのいず
れかの入力端における信号記号であり、ｍは各エステイ
メータの入力端における遅延によって決まる。

遅延線Ｘ２の信号は次の補間によって得られる。

ｘ２（ｋ）＝ΣｃｎｖＴ（，１）ｘｔ　（ｋ−ｊ）　　
　　　　　　　　　　　（３）偶数及び奇数の時間イン
デックスについて、式（２）を以下の形に書き直すと有
用である。

ｘ２（２ｎ　１）＝Σｃｕｒｒ（２ｊ２”ｌ）ｘｔ　（
２ｎ−２ｊ２２）＋Σｃｕｒｒ（２ｊ＋）ｘｔ（２ｎ−
２ｊｒｌ）Ｘ２（２ｒｌ〉：Σｃ＋ｎｒ（２ｊ＋）ｘｔ
（２ｎ−２ｊ＋）＋Σｃｔｓｒ（２ｊ２＋１）ｘｔ（２
ｎ−２ｊ２１）　　　（４）Ｊｌ　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　ｊ２次式は、補間された近端及
び遠端エコー信号を定義する。

ｘａＮＥｃ（ｋ）およびｘ２Ｆｃｃ（ｋ）ｘ２（ｋ）　
”　ｇＥｏｚｘ２．ｏ（ｋ）　　ｇＥｃｕｇＥｑｚ［ｘ
２＋ＪＥｃ（ｋ）　”　ｘ２ｒＥｃ（ｋ）］　　　（５
）次のように仮定する。

ａＮＥｃ（ｎ）　：ａ（ｎ−ＤｎＥｃ）＋　ａｐＥＣ（
ｎ）　：ａ（ｎ−Ｄｐａｃ）　　　　　　　（６）（２
）を（４）に代入し、（５）及び（６）を考慮すると、
次式が得られる。

ｘ２＋ｖＥｃ（２ｎ−１，）　＝埜、Σｃ　＋ｒｒ（２
ｊ２＋１．）ｃＮｃｃ（２に＋１）ａ＋ｖ［ｃ（ｎ−ｊ
２（−ｋ）＋に−Ｏｊ２ 交Σｃｏｎ（２ｊｔ）ｃｒｖＥｃ（２ｋ）ａＮｃｃ（ｎ
−，１ｒｋ）ｋ−Ｏｊｌ ｘ２Ｎｃｃ（２ｎ）　　　＝　”ｉ　　ΣｃｔＮ丁（２
ｊ＋）ｃｒＪａｃ（２に＋１）ａＮＥｃ（ｎ−ｊｒｋ）
十に−Ｏｊｌ 至ΣｃＩＮ丁（２ｊ２・１）ｃＮＥｃ（２ｋ）ａｒ＋Ｅ
ｃ（ｎ−，１２−ｋ）　　（７）ｋ＝ｏ　　　ｊ２ ｘ２ｐＥｃ（２ｎ−１）　＝　’３ＥΣｃｌ　ＮＴ　（
２ｊ２＋１）ｃ「ｔｃ（２に＋１）ａｒｒ＝ｃ（ｎ−，
１２（−ｋ）ｅ″Ｊψ「ＬＣｌ−に＝ＯＪ２ 埜ΣｃｃｓＴ（２ｊ＋）ｅｒａ。（２ｋ）ａＦｃｃ（ｎ
　ｊ　＋４）ｅ”ψＦＥＣｋ＝ｃｌ＊ｌ Ｘ２ＦＥＣ（２１１）　　・”ｊＥΣｃｔＮｒ（２ｊ＋
）ｃｒ、：ｃ（２に＋１）ａｒｃｃ（ｎ−、ｉ＋−ｋ）
ｅ”ψ「［Ｃ・ｋ−ＯＪｌ 至Σｃ［ＮＴ（２ｊ２→１）ＣＦＥＣ（２ｋ）ａＦＥＣ
（ｎ−ｊ：＞−ｋ）ｅ”ψＦＥＣ（８）ｋ−ＯＪ２ これらの式は、補間されたエコー記号及び補間された遠
端エコー信号の定義を示唆する。

ｂ％＋Ｅｃ（ｎ）　”Σｃｎｒｒ（２ｊ＋）ａＮＥｃ（
ｎ−ｊｌ）ｂ’＋ｖａｃ（ｎ）　・ΣｃｕｖＴ（２ｊ２
＋１）ａｈ＋ｐｃ（ｎ−、ｉ２）　　　　　　　　　（
９）ｂＯＦＥｃ（ｎ）　”Σｃｔｒｒ（２ｊ＋）ａｒｃ
ｃ（ｎ−、Ｌ）ｂ’ｒｃｃ（ｎ）　　＝　ΣｃｊＮ丁（
２ｊ２１１）ａｐ［ｃ（ｎ−、ｉ２）　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　（１０）ｘ２１ｃｃ（
ｋ）　”Σｃ＋Ｎｒ（，１）ｘＦｐｃ（ｋ−ｊ）　　　
　　　　　　　（１１）（９）を（７）に代入し、（１
０）を（８）に代入すると、次式が得られる。

ｘ２Ｎｐｃ（２ｎ−］−）　＝ Ｘ２ＮＥＣ（２ｎ）　： ｆｆｉ［ｃｒｖＥｃ（２ｋ）ｂＯＮＥｃ（ｎ”ｋ）　＋
　ｃＮＥｃ（２に＋１）ｂＯＮＥｃ（ｒｒｋ）］ｋ＝Ｑ Ｘ２ＦＥＣ（２ｎ−１） Ｒ［ｃＦＥｃ（２ｋ）ｂＯＦｃｃ（ｎＱ　＋ｃ、ｐＥｃ
（２に→１）ｂ’ｐｃｃ（ｎ−に−１）］ｅ”ψＦＥＣ
ｘ２ｐＥｃ（２ｎ）　” （１３〉 通常は２Ｎ　　Ｔ／２の間隔のタップについて書かれる
イコライザの出力、及び推定された搬送波位相により逆
回転されたイコライザ出力は、次式％式％ 誤差信号、及び搬送波位相によって回転された誤差信号
も想起される。

ｅ（ｎ）　＝　ｚ（ｎ）　−ａ（ｎ）、　ｒ（ｎ）　＝
　ｅ（ｎ）ｅ＋ｊψＣＰＨ（１５）（１４）、（１６）
、及び削成で与えられたイコライザ出力に対する推定遠
端エコー・フェーズの影響を考慮すると直接形式のグラ
ジェントが導かれる。

ｙ（ｎ）の偏導関数として、 次式が得られる。

＋　　ｃＥｏｚ（２，ｉ＋１）ｂＯＮＥｃ（ｎ−，１−
Ｑ）］”　ｃｃｐｏｚ２ｊ”ｌ）ｂ’ｒＪｇｃ（ｎ−、
ｉ−Ｑ　１）（１９〉 十ｃｅｃｉｚ（２ｊ＋１）ｂｏＦＨｃ（ｎ−ｊ桂）コｅ
＋−ψＦＥＣ 十ＣＥＱＺ　（２ｊ＋１）　ｂ’　ｒＥｃ（ｎ−ｊＬＬ
）ｅ”ｊψＦＥＣ γＸ　ｃｐｏｚ（ｊ）ｘ２ｒｃｃ（２ｎ−、ｉ）に０ ただし、γ・ｇｏ。ＨｇＥ。２ 直接形式のグラジェントの計算は、大量の計算を要する
。第２図の機能ブロック・ダイヤグラムによれば、この
計算は、すべての時間ｎについて（９）、（１０）、（
１１）で定義される補間エコー信号の計算、これらの各
信号のイコライザ係数による別々のたたき込み、最後に
、結果として得られる信号と（１５）で定義される決定
ｆ　（ｎ）との乗算を必要とする。

次にこれらのグラジェントを使って、平均２乗決定誤差
が最小になるように、近エコー・エスティメータ係数、
遠エコー・エスティメータ係数及び遠エコー・フェーズ
をそれぞれ更新する。

実際には、グラジェントの和が時間と共に変わらない限
り、グラジェントの個々の積の項を時間的に整理できる
ことに気づくと、修正されたグラジェントを摺ることが
できる。この原則に基づく修正されたグラジェントの誘
導を、近端エコー係数について以下に示す。

時間ｎについての無限和を考える。

＋　ｃｐｏｚ（２ｊ＋１）ｂＯＮｃｃ（ｎ−ｊ幻］ゝ゛ ＋ｃＥｃｉｚ（２ｊ＋１）ｂｌ″Ｎｐｃ（ｎ−ｊ　Ｑ　
１）］″（２２）インデックスをｎ→１１＋ｊ、　ｊ−
）Ｎ−１，−、！　に変えると、次式が得られる。

ΣＹ［ｃ：：ｏｚ　（２Ｎ−２−２ｊ）ｆ　（ｎ＋Ｎ−
１−ｊ）ｂ　’＋ｖＥｃ　（ｎ−Ｑ、）　・ｎ　　　ｊ
　＝Ｏ ｃ：ｏｚ（２Ｎ−１−２ｊ）ｆ　（ｎ＋Ｎ−１−ｊ）ｂ
％＋Ｅｃ（ｎ　Ｑ）］Σ堅［ｃ；ｏｚ（２Ｎ　２−２ｊ
）ｆ（ｎ＋Ｎ−１−ｊ）ｂＯ警Ｅｃ（ｎ−Ｑ）　”ｎ　
　　　Ｊ＝Ｏ ｃＥｏｚ（２Ｎ−１−２ｊ）ｆ（ｎ＋Ｎ−１−ｊ）ｂ’
Ｎｃｃ（ｎ−Ｑ−１）］　　（２３）式（２３）は、時
間によって変化しない共役複素数のイコライザ係数でた
たみ込まれた誤差信号、すなわち、「整合等化」誤差信
号の定義を示唆する。

ｇｏ（ｎ）　＝　ｈ’　ｃＥｏｚ（２Ｎ−２−２ｊ）ｆ
（ｎ−１−ｊ）Ｊ＝０ 再びインデックスをｎ→ｎ−Ｈに変えると、次式％式％ ］ ただし、ｅＮＥｃ（ｋ）　（ｎ）は、修正されたグラジ
ェントを表す。

修正されたグラジェントを得るためのこの方法を第３図
に示す。この場合も、第１図の調整回路４０は、近エコ
ー・エスティメータに使用される遅延送信信号、遠エコ
ー・エスティメータに使用される遅延送信信号、及び推
定遠エコーを入力として受け取る３つの同一回路を含む
。これらの３回路はそれぞれ近エコー・エスティメータ
係数、遠エコー・エスティメータ係数、及びフェーズ・
ロール値の調整を出力として供給する。

まず、残留受信信号が補間回路３６によってｌｌｌｔ間
される。補間された信号は次にイコライザ４２で等化さ
れて信号サンプルＺをもたらす。データ検出後、データ
記号決定且が判断ブロック４４の出力に供給される。値
Ｚと五の間の差である炭室誤差が減算器４６の出力で発
生される。第２図の実施例とは異なって、この場合は、
決定誤差はたたみ込み回路で、時間反転された共役複素
数のイコライザ係数でたたみ込まれる。

調整装置４０の上記の各回路は、補間回路３６と同じ係
数を有する補間回路（６２−１，６２−２，６２−３）
を備え、入力信号から誘導したタイミング２を使って信
号が再サンプリングされる。

補間された信号は次に、遅延回路（６４−１，６４−２
，６４−３）で遅延されてから、相関回路（Ｅ３［３−
１、ｅＥ３−２、ｅＥ３−３）中でたたみ込み回路６０
から出される「整合等化」誤差で相関される。

第２図の実施例で得られる直接形式のグラジェントにつ
いては、第３図に示す調整装置から冑られる修正された
グラジェントを使って、平均２乗決定誤差が最小になる
ように、近エコー・エスティメータの係数、遠エコー・
エスティメータの係数及び遠エコー・フェーズをそれぞ
れ更新する。

本発明を、今日のモデムですべてのデータ信号処理を実
行するディジタル信号プロセソサで実施したものとして
説明したが、この説明の教示を使って本発明をハードワ
イヤ式論理回路で実施することは当業者の技術の範囲内
に含まれる。

Ｇ、効果 本発明によれば、全２重動作の間、近エコー及び遠エコ
ー・エスティメータの適応性を維持し、遠端エコー・フ
ェーズ、いわゆるフェーズ・ロールの正確な追跡を行な
うエコー除去装置が得られる。また、出力信号から誘導
したタイミングを使って、エコー除去後のディジタル残
留４１′［を部門し、それによって現在のモデムで必要
とされている１台のディジタル・アナログ変換器及び１
台のアナログ・ディジタル変換器の使用が不要になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、モデムの本発明によるエコー除去製置を組み
込んだ部分のブロック・ダイヤグラムである。 第２図は、本発明によるエコー除去装置に含まれる調整
装置の第１の実施例のブロック・ダイヤグラムである。 第３図は、本発明によるエコー除去装置に含まれる調整
装置の第２の実胤例のブロック・ダイヤグラムである。 １０・・２線式回線、１２・・送信フィルタ、１４・・
ディジタル・アナログ変換器、１６・・低域フィルタ、
１８・・ハイブリッド・カプラ、２０・・近エコー・エ
スティメータ、２２・・遠エコー・エスティメータ、３
２・・受信フィルタ、３６・・補間回路、３８・・受信
装置ブｏ　ノク、４０・・調整装置。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）アナログ入力信号の受信と同時にアナログ出力信
   号の送信を行なうことができる伝送媒体の２線式回線部
   分に接続されたデータ伝送システムにおけるエコー除去
   装置であって、上記入力信号が、遠隔システムから受信
   された信号と、上記出力信号に応答して上記伝送媒体に
   よって発生されるエコー信号とから構成され、上記デー
   タ伝送システムが、上記出力信号を供給する送信装置と
   、上記入力信号を受信する受信装置からなり、かつイコ
   ライザとデータ記号決定をもたらすデータ復号手段とを
   含み、上記エコー除去装置が、上記入力信号から発生さ
   れたエコー信号を供給し、上記発生エコー信号を上記入
   力信号から差し引き、かつ推定近エコー信号を発生する
   ための近エコー・エスティメータと、推定遠エコー信号
   を発生するための遠エコー・エスティメータと、上記伝
   送媒体によるフェーズ・ロールを補償するため、推定遠
   エコー信号の位相を回転させる位相回転手段と、推定近
   エコー信号と上記位相回転手段の出力におけるフェーズ
   ・ロール補正信号を加算して、推定エコー信号を供給す
   るための加算器を含むエコー除去装置であって、 上記入力信号の受信と同時に上記出力信号の送信が行な
   われる間、上記近エコー・エスティメータの係数、上記
   遠エコー・エスティメータの係数及び上記位相回転手段
   を調整するための調整装置を備え、上記調整装置は、上
   記イコライザの出力端における信号と上記データ記号決
   定との差として得られる平均２乗決定誤差の最小化を行
   なうことを特徴とする、エコー除去装置。
2. （２）上記送信装置によって実行されるすべての機能、
   上記近エコー・エスティメータ及び遠エコー・エスティ
   メータのすべての動作、及び入力信号を変換し濾波する
   ため受信装置によって実行されるフロント・エンド機能
   が、送信装置タイミング（タイミング１）を使って実行
   され、 上記伝送システムがさらに、 上記推定エコー信号をディジタル変換された入力信号か
   ら差し引くための減算器手段と、 上記減算器手段から供給される残留受信信号を受け取り
   、入力信号から誘導されるタイミング（タイミング２）
   を使って補間により上記信号を再サンプリングするため
   の補間回路を含む、特許請求の範囲第１項に記載のエコ
   ー除去装置。
3. （３）入力信号として使用される、上記近エコー・エス
   ティメータの入力端における遅延された送信信号、上記
   遠エコー・エスティメータの入力端における遅延された
   送信信号、及び上記遠エコー・エスティメータの出力端
   における推定遠エコー信号のそれぞれごとに、上記調整
   装置が、 上記入力信号から誘導されるタイミング（タイミング２
   ）を使って補間により上記入力信号を再サンプリングす
   るための補間手段と、 補間された信号を上記イコライザの係数でたたみ込むた
   めのたたみ込み手段と、 たたみ込まれた信号と上記決定誤差を乗算するための乗
   算手段とを含み、 それによって、上記入力信号のそれぞれごとに、上記近
   エコー・エスティメータの係数、上記遠エコー・エステ
   ィメータの係数及び上記位相回転手段の調整を行なう、 特許請求の範囲第１項または第２項に記載のエコー除去
   装置。
4. （４）入力信号として使用される、上記近エコー・エス
   ティメータの入力端における遅延された送信信号、上記
   遠エコー・エスティメータの入力端における遅延された
   送信信号、及び上記遠エコー・エスティメータの出力端
   における推定遠エコー信号のそれぞれごとに、上記調整
   装置が、 上記入力信号から誘導されるタイミング（タイミング２
   ）を使って補間により上記信号を再サンプリングするた
   めの補間手段と、 補間された信号を遅延させるための遅延手段と、上記決
   定誤差の、上記イコライザ係数の時間反転された共役複
   素数シーケンスによるたたみ込みによって得られる整合
   イコライザ誤差で、遅延された補間信号をたたみ込むた
   めのたたみ込み手段をみ、 それによって、上記入力信号のそれぞれごとに、上記近
   エコー・エスティメータの係数、上記遠エコー・エステ
   ィメータの係数及び上記位相回転手段の調整を行なう、 特許請求の範囲第１項または第２項に記載のエコー除去
   装置。