JPH0332242B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0332242B2 JPH0332242B2 JP56182984A JP18298481A JPH0332242B2 JP H0332242 B2 JPH0332242 B2 JP H0332242B2 JP 56182984 A JP56182984 A JP 56182984A JP 18298481 A JP18298481 A JP 18298481A JP H0332242 B2 JPH0332242 B2 JP H0332242B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- oscillation frequency
- varactor
- voltage
- varactor diodes
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は高周波トランジスタ発振器に関し、特
にバラクタダイオードを発振周波数可変素子とし
て用いた電圧制御発振器に関するものである。
にバラクタダイオードを発振周波数可変素子とし
て用いた電圧制御発振器に関するものである。
従来、この種の電圧制御発振器は送受信機の信
号源として使用されることが多い。したがつて発
振信号は信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）の良好なことが
要求される。しかも、送受信機の多チヤンネル化
および発振器の汎用性を増すために発振周波数帯
域が広いことが要求される。さらに、バラクタダ
イオードに印加する発振周波数制御電圧に対する
発振周波数の変化の割合（変調感度）が大きいこ
とが望まれる。
号源として使用されることが多い。したがつて発
振信号は信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）の良好なことが
要求される。しかも、送受信機の多チヤンネル化
および発振器の汎用性を増すために発振周波数帯
域が広いことが要求される。さらに、バラクタダ
イオードに印加する発振周波数制御電圧に対する
発振周波数の変化の割合（変調感度）が大きいこ
とが望まれる。
第１図は、マイクロストリツプラインを共振器
として用いた電圧制御発振器の従来例を示したも
のである。図中、TRはトランジスタ、Ｃ１，Ｃ
２，Ｃ３，Ｃ４およびＣ５はコンデンサ、Ｌ１は
チヨークコイル、Ｘ１はバラクタダイオード、Ｓ
１はマイクロストリツプライン、１は発振周波数
制御電圧端子を示す。図において、発振時におけ
るバラクタダイオードＸ１の両端の電圧VX1は次
式で表わせる。
として用いた電圧制御発振器の従来例を示したも
のである。図中、TRはトランジスタ、Ｃ１，Ｃ
２，Ｃ３，Ｃ４およびＣ５はコンデンサ、Ｌ１は
チヨークコイル、Ｘ１はバラクタダイオード、Ｓ
１はマイクロストリツプライン、１は発振周波数
制御電圧端子を示す。図において、発振時におけ
るバラクタダイオードＸ１の両端の電圧VX1は次
式で表わせる。
VX1＝VAPC＋VX (1)
但し、VAPCは端子１よりバラクタダイオード
に印加する発振周波数制御電圧、VVはバラクタ
ダイオードＸ１に印加される発振信号の高周波電
圧である。
に印加する発振周波数制御電圧、VVはバラクタ
ダイオードＸ１に印加される発振信号の高周波電
圧である。
従つて、VX1の最大値VX1（max）と最小値VX1
（min）は次式で表わせる。
（min）は次式で表わせる。
VX1（max）＝VAPC＋｜VV｜ (2)
VX1（min）＝VAPC−｜VV｜ (3)
但し、｜VV｜はVVの振幅である。
さらに、VVは次式で表わせる。
VV＝Ｃ５／Ｃ５＋CX1・Ｖ (4)
但し、ＶはストリツプラインＳ１の右端に発生
する高周波電圧、CX1はバラクタダイオードＸ１
の容量値である。
する高周波電圧、CX1はバラクタダイオードＸ１
の容量値である。
したがつて、(3)式より発振レベルが高くバラク
タダイオードに印加する発振周波数制御電圧が低
いほどバラクタダイオードＸ１は順方向に振り込
まれやすくなる。また、Ｃ５の容量値を増加すれ
ば変調感度を増加することができるが、それによ
り(4)式よりバラクタダイオードＸ１に印加される
高周波電圧が増加するので、バラクタダイオード
Ｘ１は順方向に振り込まれやすくなる。
タダイオードに印加する発振周波数制御電圧が低
いほどバラクタダイオードＸ１は順方向に振り込
まれやすくなる。また、Ｃ５の容量値を増加すれ
ば変調感度を増加することができるが、それによ
り(4)式よりバラクタダイオードＸ１に印加される
高周波電圧が増加するので、バラクタダイオード
Ｘ１は順方向に振り込まれやすくなる。
上述のように、発振信号の高周波電圧によりバ
ラクタダイオードが順方向に振り込まれると、容
量値が変化し等価的に抵抗値が減少する結果、発
振信号のＳ／Ｎは急激に悪化し、さらに発振停止
や寄生発振などの異常現象を発生することが多
い。このように、第１図の従来例では発振周波数
制御電圧を余り低くできず、発振周波数帯域を広
くとれないので、送受信機の多チヤンネル化およ
び発振器の汎用性に限界があつた。
ラクタダイオードが順方向に振り込まれると、容
量値が変化し等価的に抵抗値が減少する結果、発
振信号のＳ／Ｎは急激に悪化し、さらに発振停止
や寄生発振などの異常現象を発生することが多
い。このように、第１図の従来例では発振周波数
制御電圧を余り低くできず、発振周波数帯域を広
くとれないので、送受信機の多チヤンネル化およ
び発振器の汎用性に限界があつた。
第１図の従来例の欠点を解決するには、バラク
タダイオードＸ１が順方向に振り込まれるのを防
げばよい。その１方法としては、バラクタダイオ
ードに印加される高周波電圧VVが小さくなるよ
うにすればよい。
タダイオードＸ１が順方向に振り込まれるのを防
げばよい。その１方法としては、バラクタダイオ
ードに印加される高周波電圧VVが小さくなるよ
うにすればよい。
第２図は上記方法を適用するためコンデンサＣ
６を介してバラクタダイオード２個を極性が同一
方向となるように縦続接続することにより、第１
図の従来例に比較しバラクタダイオード１個当り
に印加される高周波電圧を減少した他の従来例の
電圧制御発振器である。図中、Ｃ６はコンデン
サ、Ｌ２およびＬ３はチヨークコイルを示す。こ
の第２図のものは非常に有効な電圧制御発振器で
あるが、第１図の電圧制御発振器と比較しバラク
タダイオードＸ２の他に２個のバラクタダイオー
ドに発振周波数制御電圧を印加するためのチヨー
クコイルＬ２およびＬ３、コンデンサＣ６が増加
するため、部品点数が多くなるという欠点があ
る。又、チヨークコイルＬ３を個別部品で構成し
ているため、発振周波数にバラツキを与えてしま
うという欠点があつた。
６を介してバラクタダイオード２個を極性が同一
方向となるように縦続接続することにより、第１
図の従来例に比較しバラクタダイオード１個当り
に印加される高周波電圧を減少した他の従来例の
電圧制御発振器である。図中、Ｃ６はコンデン
サ、Ｌ２およびＬ３はチヨークコイルを示す。こ
の第２図のものは非常に有効な電圧制御発振器で
あるが、第１図の電圧制御発振器と比較しバラク
タダイオードＸ２の他に２個のバラクタダイオー
ドに発振周波数制御電圧を印加するためのチヨー
クコイルＬ２およびＬ３、コンデンサＣ６が増加
するため、部品点数が多くなるという欠点があ
る。又、チヨークコイルＬ３を個別部品で構成し
ているため、発振周波数にバラツキを与えてしま
うという欠点があつた。
本発明の目的は、バラクタダイオードが順方向
に振り込まれるのを防止し、Ｓ／Ｎが良好な動作
の安定した、部品点数が少なく、かつ発振周波数
帯域の広い電圧制御発振器を提供するものであ
る。
に振り込まれるのを防止し、Ｓ／Ｎが良好な動作
の安定した、部品点数が少なく、かつ発振周波数
帯域の広い電圧制御発振器を提供するものであ
る。
本発明によると、互いに極性が相反するように
接続された２個のバラクタダイオードからなる少
なくとも１つの縦続接続回路と、この回路に並列
接続されたマイクロストリツプラインと、前記バ
ラクタダイオードの縦続接続回路におけるバラク
タダイオード相互の接続点とマイクロストリツプ
ラインとの間に、前記縦続回路を構成するバラク
タダイオードのすべてが逆方向にバイアスされる
ように発振周波数制御電圧を印加する手段とを有
する電圧制御発振器が得られる。
接続された２個のバラクタダイオードからなる少
なくとも１つの縦続接続回路と、この回路に並列
接続されたマイクロストリツプラインと、前記バ
ラクタダイオードの縦続接続回路におけるバラク
タダイオード相互の接続点とマイクロストリツプ
ラインとの間に、前記縦続回路を構成するバラク
タダイオードのすべてが逆方向にバイアスされる
ように発振周波数制御電圧を印加する手段とを有
する電圧制御発振器が得られる。
以下、本発明を実施例により図面を参照して説
明する。
明する。
第３図は本発明の電圧制御発振器の第１の実施
例を示した図である。この実施例について以下に
説明する。
例を示した図である。この実施例について以下に
説明する。
まず、互いに極性が相反するように接続された
２個のバラクタダイオードＸ１およびＸ２の縦続
接続回路とマイクロストリツプラインＳ２とを並
列接続し、バラクタダイオード相互の接続点２と
マイクロストリツプラインＳ２との間にバラクタ
ダイオードＸ１およびＸ２が逆方向にバイアスさ
れるように発振周波数制御電圧を印加する。発振
周波数制御電圧は、チヨークコイルＬ１を介して
端子１より印加する。第３図においてバラクタダ
イオード１個あたりに印加される高周波電圧は、
第２図と同様に第１図に示したバラクタダイオー
ドＸ１に印加される高周波電圧より減少する。本
発明による第３図の回路は、第２図の回路に比較
し、お互いに極性が相反するように縦続接続し１
個のチヨークコイルを介してバラクタダイオード
に電圧を印加するためチヨークコイルＬ２および
コンデンサＣ６を省略することができる。第３図
の回路において、点３から見たストリツプライン
Ｓ２のインピーダンスが無限大となるようにＳ２
の長さを選べば、第２図の回路と電気的に等価と
なる。しかし、バラクタダイオードＸ１およびＸ
２の縦続接続回路とストリツプラインＳ２で構成
される並列回路の並列共振周波数が、発振周波数
の近傍となるようにＳ２の長さを選ぶことによ
り、変調感度を増加し発振周波数帯域を広げるこ
とが可能である。つまり点３から見たストリツプ
ラインＳ２のインピーダンスがバラクタダイオー
ドＸ１およびＸ２の縦続接続回路の容量値と並列
共振をおこすインダクタンスに近い値となるよう
に、Ｓ２の長さを選ぶのである。ストリツプライ
ンＳ２は個別部品のインダクタンスを用いても同
様の効果が得られるけれども、発振周波数が
UHF帯になると、並列共振をおこすためのイン
ダクタンスは数nHと非常に小さな値となり、個
別部品で構成すればインダクタンスの偏差および
取付位置の精度が発振周波数のバラツキに大きく
影響する。そこで寸法精度の高い印刷技術を用い
てストリツプラインで構成し他の回路パターンと
同時に製造した方が発振周波数のバラツキを小さ
くすることができ得策である。
２個のバラクタダイオードＸ１およびＸ２の縦続
接続回路とマイクロストリツプラインＳ２とを並
列接続し、バラクタダイオード相互の接続点２と
マイクロストリツプラインＳ２との間にバラクタ
ダイオードＸ１およびＸ２が逆方向にバイアスさ
れるように発振周波数制御電圧を印加する。発振
周波数制御電圧は、チヨークコイルＬ１を介して
端子１より印加する。第３図においてバラクタダ
イオード１個あたりに印加される高周波電圧は、
第２図と同様に第１図に示したバラクタダイオー
ドＸ１に印加される高周波電圧より減少する。本
発明による第３図の回路は、第２図の回路に比較
し、お互いに極性が相反するように縦続接続し１
個のチヨークコイルを介してバラクタダイオード
に電圧を印加するためチヨークコイルＬ２および
コンデンサＣ６を省略することができる。第３図
の回路において、点３から見たストリツプライン
Ｓ２のインピーダンスが無限大となるようにＳ２
の長さを選べば、第２図の回路と電気的に等価と
なる。しかし、バラクタダイオードＸ１およびＸ
２の縦続接続回路とストリツプラインＳ２で構成
される並列回路の並列共振周波数が、発振周波数
の近傍となるようにＳ２の長さを選ぶことによ
り、変調感度を増加し発振周波数帯域を広げるこ
とが可能である。つまり点３から見たストリツプ
ラインＳ２のインピーダンスがバラクタダイオー
ドＸ１およびＸ２の縦続接続回路の容量値と並列
共振をおこすインダクタンスに近い値となるよう
に、Ｓ２の長さを選ぶのである。ストリツプライ
ンＳ２は個別部品のインダクタンスを用いても同
様の効果が得られるけれども、発振周波数が
UHF帯になると、並列共振をおこすためのイン
ダクタンスは数nHと非常に小さな値となり、個
別部品で構成すればインダクタンスの偏差および
取付位置の精度が発振周波数のバラツキに大きく
影響する。そこで寸法精度の高い印刷技術を用い
てストリツプラインで構成し他の回路パターンと
同時に製造した方が発振周波数のバラツキを小さ
くすることができ得策である。
第３図の回路において、マイクロストリツプラ
インＳ１の右端より右側を見たコンデンサＣ４及
びＣ５、ストリツプライン、Ｓ２、並びにバラク
タダイオードＸ１及びＸ２の各素子より構成され
た回路網の合成インピーダンスは容量（以下CSと
略す）として作用する。容量CSはマイクロストリ
ツプラインＳ１によりインピーダンス変換され、
ストリツプラインＳ１の左端よりストリツプライ
ンＳ１及び容量CSを見たインピーダンスはインダ
クタンスとして作用する。したがつて、第３図の
回路はコルピツツ発振回路と等価となる。
インＳ１の右端より右側を見たコンデンサＣ４及
びＣ５、ストリツプライン、Ｓ２、並びにバラク
タダイオードＸ１及びＸ２の各素子より構成され
た回路網の合成インピーダンスは容量（以下CSと
略す）として作用する。容量CSはマイクロストリ
ツプラインＳ１によりインピーダンス変換され、
ストリツプラインＳ１の左端よりストリツプライ
ンＳ１及び容量CSを見たインピーダンスはインダ
クタンスとして作用する。したがつて、第３図の
回路はコルピツツ発振回路と等価となる。
上記のバラクタダイオードＸ１及びＸ２並びに
ストリツプラインＳ２の作用は、次のとおりであ
る。ダイオードＸ１及びＸ２並びにストリツプラ
インＳ２の並列回路は、端子１に印加する発振周
波数制御電圧の変化に対し、第３図に示すコンデ
ンサＣ５の下端よりグランド側を見たインピーダ
ンスの変化を、第１図に示す値より大きく変化さ
せるために設けるものである。つまり、バラクタ
ダイオードＸ１及びＸ２の直列回路にマイクロス
トリツプラインＳ２により構成されたインダクタ
ンスを並列接続することにより、第１図のバラク
タダイオードＸ１のみの場合と比較し、端子１に
印加する発振周波数制御電圧の変化に対しインピ
ーダンス変化を大きくすることができる。
ストリツプラインＳ２の作用は、次のとおりであ
る。ダイオードＸ１及びＸ２並びにストリツプラ
インＳ２の並列回路は、端子１に印加する発振周
波数制御電圧の変化に対し、第３図に示すコンデ
ンサＣ５の下端よりグランド側を見たインピーダ
ンスの変化を、第１図に示す値より大きく変化さ
せるために設けるものである。つまり、バラクタ
ダイオードＸ１及びＸ２の直列回路にマイクロス
トリツプラインＳ２により構成されたインダクタ
ンスを並列接続することにより、第１図のバラク
タダイオードＸ１のみの場合と比較し、端子１に
印加する発振周波数制御電圧の変化に対しインピ
ーダンス変化を大きくすることができる。
更に説明すると、発振周波数制御電圧端子１に
印加する発振周波数制御電圧の変化に対し、第１
図と第３図と回路において、コンデンサＣ５の下
端からグランド側を見たインピーダンスを求め
る。第１図の回路において、ダイオードＸ１の容
量値をCX1とし、コンデンサＣ５の下端からグラ
ンド側をみたインピーダンスをＺ１とすれば Ｚ１＝−ｊ１／ωCX1 …(1) にて示される。
印加する発振周波数制御電圧の変化に対し、第１
図と第３図と回路において、コンデンサＣ５の下
端からグランド側を見たインピーダンスを求め
る。第１図の回路において、ダイオードＸ１の容
量値をCX1とし、コンデンサＣ５の下端からグラ
ンド側をみたインピーダンスをＺ１とすれば Ｚ１＝−ｊ１／ωCX1 …(1) にて示される。
次に、第３図のコンデンサＣ５の下端からグラ
ンド側を見たインピーダンスをＺ３とし、ダイオ
ードＸ１とＸ２の縦続接続回路の合成容量値を
CT、マイクロストリツプラインＳ２のインダク
タンスをＬ２とすれば Z3＝１／１／jωL2＋jωCT＝jωCT／CT／L2−ω2CT 2＝j
ωCTL2／CT（１−ω2CTL2）＝jωCTL2／CT（１−ω2CTL
2）…(2) 次にどのような制御電圧VAPCを端子１に供給
すれば、一義的に所望の発振周波数（fV）を得ら
れるかについて説明する。
ンド側を見たインピーダンスをＺ３とし、ダイオ
ードＸ１とＸ２の縦続接続回路の合成容量値を
CT、マイクロストリツプラインＳ２のインダク
タンスをＬ２とすれば Z3＝１／１／jωL2＋jωCT＝jωCT／CT／L2−ω2CT 2＝j
ωCTL2／CT（１−ω2CTL2）＝jωCTL2／CT（１−ω2CTL
2）…(2) 次にどのような制御電圧VAPCを端子１に供給
すれば、一義的に所望の発振周波数（fV）を得ら
れるかについて説明する。
まず、端子１への制御電圧VAPCを制御に都合
のよいような値に固定する。次に、上述の並列共
振回路の共振周波数が発振周波数fVの近傍に来る
ように、ストリツプラインＳ２のインダクタンス
L2を求める。インダクタンスＬ２を決定後、端
子１への制御電圧VAPCを変化させ、それに対応
する発振周波数fVの値を測定し、電圧VAPCと周波
数fVとの特性図を作成する。作成したVAPC-fVの
特性図に従つて、所望の発振周波数fVを得る制御
電圧VAPCを端子１に供給する。このようにして、
ある制御電圧VAPCに対し、所望の発振周波数fVを
一義的に決定でき、得ることができる。
のよいような値に固定する。次に、上述の並列共
振回路の共振周波数が発振周波数fVの近傍に来る
ように、ストリツプラインＳ２のインダクタンス
L2を求める。インダクタンスＬ２を決定後、端
子１への制御電圧VAPCを変化させ、それに対応
する発振周波数fVの値を測定し、電圧VAPCと周波
数fVとの特性図を作成する。作成したVAPC-fVの
特性図に従つて、所望の発振周波数fVを得る制御
電圧VAPCを端子１に供給する。このようにして、
ある制御電圧VAPCに対し、所望の発振周波数fVを
一義的に決定でき、得ることができる。
第４図は、本発明の第２の実施例の電圧制御発
振器である。この電圧制御発振器では、第３図の
バラクタダイオードＸ１およびＸ２で構成した縦
続接続回路にバラクタダイオードＸ３およびＸ４
で構成した縦続接続回路を並列接続することによ
つて、第１図の回路と比較しバラクタダイオード
１個に印加される高周波電圧は1/2となり、かつ
バラクタダイオードＸ１，Ｘ２，Ｘ３およびＸ４
で構成された総合の容量値は、第１図のバラクタ
ダイオードＸ１１個の容量値と同様になる。この
第２の実施例においても、第１の実施例と同様に
バラクタダイオードの他にマイクロストリツプラ
インを必要とするだけであり、部品点数が少な
い。ストリツプラインＳ２の長さを最適化するこ
とにより変調感度を増加することができるのは、
第３図と同様である。このように、互いに極性が
相反するように接続された２個のバラクタダイオ
ードの縦続接続回路を並列接続することによつ
て、第３図の第１の実施例のものよりさらにバラ
クタダイオード１個あたりに印加される高周波電
圧を減少することができた。
振器である。この電圧制御発振器では、第３図の
バラクタダイオードＸ１およびＸ２で構成した縦
続接続回路にバラクタダイオードＸ３およびＸ４
で構成した縦続接続回路を並列接続することによ
つて、第１図の回路と比較しバラクタダイオード
１個に印加される高周波電圧は1/2となり、かつ
バラクタダイオードＸ１，Ｘ２，Ｘ３およびＸ４
で構成された総合の容量値は、第１図のバラクタ
ダイオードＸ１１個の容量値と同様になる。この
第２の実施例においても、第１の実施例と同様に
バラクタダイオードの他にマイクロストリツプラ
インを必要とするだけであり、部品点数が少な
い。ストリツプラインＳ２の長さを最適化するこ
とにより変調感度を増加することができるのは、
第３図と同様である。このように、互いに極性が
相反するように接続された２個のバラクタダイオ
ードの縦続接続回路を並列接続することによつ
て、第３図の第１の実施例のものよりさらにバラ
クタダイオード１個あたりに印加される高周波電
圧を減少することができた。
また、バラクタダイオードの縦続接続回路を複
数個、並列接続することによつて高出力発振器に
おいてバラクタダイオードが順方向に振り込まれ
るのを防止し、Ｓ／Ｎの良好な動作の安定した電
圧制御発振器を構成することも可能となつた。
数個、並列接続することによつて高出力発振器に
おいてバラクタダイオードが順方向に振り込まれ
るのを防止し、Ｓ／Ｎの良好な動作の安定した電
圧制御発振器を構成することも可能となつた。
以上の実施例では、マイクロストリツプライン
Ｓ１を共振器として用いた高周波発振器について
述べたが、他の高周波発振器でもよいのは明らか
である。
Ｓ１を共振器として用いた高周波発振器について
述べたが、他の高周波発振器でもよいのは明らか
である。
又、以上の実施例では発振周波数制御電圧端子
１に正の電圧を印加しているが、バラクタダイオ
ードの極正をすべて逆になるように接続して前記
端子１に負の電圧を印加してもよいのは明らかで
ある。
１に正の電圧を印加しているが、バラクタダイオ
ードの極正をすべて逆になるように接続して前記
端子１に負の電圧を印加してもよいのは明らかで
ある。
以上述べたように本発明によりＳ／Ｎが良好で
あり動作の安定したさらに発振周波数帯域の広い
高出力の電圧制御発振器を構成することが可能で
あり、その効果が大きい。
あり動作の安定したさらに発振周波数帯域の広い
高出力の電圧制御発振器を構成することが可能で
あり、その効果が大きい。
第１図、第２図は従来の電圧制御発振器を示
し、第３図および第４図はそれぞれ本発明による
第１および第２の実施例の電圧制御発振器を示
す。 記号の説明：TRはトランジスタ、Ｃ１，Ｃ
２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６はコンデンサ、Ｘ
１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４はバラクタダイオード、Ｓ
１，Ｓ２はマイクロストリツプライン、Ｌ１，Ｌ
２，Ｌ３はチヨークコイル、１は発振周波数制御
電圧端子をそれぞれあらわしている。
し、第３図および第４図はそれぞれ本発明による
第１および第２の実施例の電圧制御発振器を示
す。 記号の説明：TRはトランジスタ、Ｃ１，Ｃ
２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６はコンデンサ、Ｘ
１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４はバラクタダイオード、Ｓ
１，Ｓ２はマイクロストリツプライン、Ｌ１，Ｌ
２，Ｌ３はチヨークコイル、１は発振周波数制御
電圧端子をそれぞれあらわしている。
Claims (1)
- １ 互いに極性が相反するように接続された２個
のバラクタダイオードからなる少なくとも１つの
縦続接続回路と、この回路に並列接続されたマイ
クロストリツプラインと、前記バラクタダイオー
ドの縦続接続回路におけるバラクタダイオード相
互の接続点と前記マイクロストリツプラインとの
間に、前記縦続回路を構成するバラクタダイオー
ドのすべてが逆方向にバイアスされるように発振
周波数制御電圧を印加する手段とを有する回路を
電圧制御発振器の共振回路に接続し、前記バラク
タダイオードの縦続接続回路と前記マイクロスト
リツプラインで構成される並列回路の並列共振周
波数が、前記電圧制御発振器の発振周波数の近傍
となるように前記バラクタダイオードの容量値及
び前記マイクロストリツプラインの長さを選択し
たことを特徴とする電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18298481A JPS5885603A (ja) | 1981-11-17 | 1981-11-17 | 電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18298481A JPS5885603A (ja) | 1981-11-17 | 1981-11-17 | 電圧制御発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5885603A JPS5885603A (ja) | 1983-05-23 |
| JPH0332242B2 true JPH0332242B2 (ja) | 1991-05-10 |
Family
ID=16127722
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18298481A Granted JPS5885603A (ja) | 1981-11-17 | 1981-11-17 | 電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5885603A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58107703A (ja) * | 1981-12-21 | 1983-06-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電圧制御発振器 |
| JPS59129206U (ja) * | 1983-02-19 | 1984-08-30 | 株式会社富士通ゼネラル | 電圧制御発振回路 |
| JPS6045508U (ja) * | 1983-09-02 | 1985-03-30 | オンキヨー株式会社 | 局部発振器 |
| WO2005125004A1 (ja) * | 2004-06-18 | 2005-12-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 電圧制御発振器 |
| JP5883266B2 (ja) * | 2011-08-02 | 2016-03-09 | 長野日本無線株式会社 | 送電装置および非接触型電力伝送システム |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50104553A (ja) * | 1974-01-18 | 1975-08-18 |
-
1981
- 1981-11-17 JP JP18298481A patent/JPS5885603A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5885603A (ja) | 1983-05-23 |
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