JPH0336986A

JPH0336986A - ブラシレスモータの駆動回路

Info

Publication number: JPH0336986A
Application number: JP1172547A
Authority: JP
Inventors: Hayato Naito; 速人内藤
Original assignee: Sankyo Seiki Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Nidec Instruments Corp
Priority date: 1989-07-03
Filing date: 1989-07-03
Publication date: 1991-02-18
Anticipated expiration: 2010-07-19
Also published as: JPH0767302B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、ブラシレスモータの駆動回路に関する。

（従来の技術）ブラシレスモータの駆動回路として電流駆動方式を採用
したものが従来公知である。この電流駆動方式ブラシレ
スモータは、一定電流でドライブされるためトルクリッ
プルが発生する問題が伴う。

そこで、このトルクリップルを補正できるブラシレスモ
ータの駆動回路の一例として、従来第８図に示すような
回路が提案されている（特開昭５９−７６１９２号公報
）。

このブラシレスモータの駆動回路は、指令信号発生手段
１からの指令信号を電流供給手段２に与えると共に指令
電流発生手段３に与えている。駆動コイル４に流れる電
流値は、コイル電流検出手段５で検出して合成手段６に
与えている４合成手段６では、指令電流発生手段３から
の電流信号とコイル電流検出手段５で検出した駆動コイ
ル４に流れる電流値とを比較し、前記＄流値が電流信号
に一致するような電流誤差信号を形成している。

この合成手段６で形成した電流誤差信号は供給電流を変
化させる手段７に供給される。

このような電流帰還機能があるため、供給電流を変化さ
せる手段７は、指令信号発生手段１からのモータ指令信
号が一定の場合には、常に一定の電流値で駆動コイルが
駆動されることになる。

この電流帰還機能の働きのため、特にブラシレスモータ
の場合、供給電流を変化させる手段７側に相間アンバラ
ンス等があっても、これによるトルク変動を抑えること
ができる。しかしながら、一定電流でモータを駆動する
場合の宿命として、固定子の駆動コイル極数と、回転子
の磁極数の最小公債数回のトルクリップルが、モーター
回転当たり総トルクに対して約１４％発生する。

そこで、このブラシレスモータの駆動回路では、モータ
可動部８の状態を変調信号発生手段９のホール素子等を
利用して検出して上記トルクリップルと略逆位相の信号
を形成し、指令電流発生手段３からの電流値に変調手段
ｉｏ″Ｃ″適当な比率で重畳して被変調電流信号として
合成手段６に与え、電流帰還を行いながら、結果的にモ
ータ電流を、トルクリップルが打ち消される方向に脈動
させることにより、トルクリップルの補正を行っている
。

尚、トルクリップルを補正できる従来のブラシレスモー
タの駆動回路としては、他に特開昭５Ｇ−３４５５１号
、特開昭５８−１９２４９０号、特開昭５９−３５５８
５号等がある。

（発明が解決しようとする課題）上記各ブラシレスモータの駆動回路は、集積回路化され
て提供されているが、トルクリップル補正回路等の追加
により、集積回路内部の素子数が増加し、回路が複雑化
・大型化してしまうという欠点がある。

また、従来のブラシレスモータの駆動回路は、回転子の
位置検出手段であるホール素子の出力信号の波形を利用
してトルクリップル補正信号を形成しているので、ホー
ル素子出力波形のばらつき、歪み、温度特性等の影響を
受けやすく、トルクリップル補正回路がホール素子の精
度に影響されるという欠点がある。

本発明は、回路構成が複雑化せずに、トルクリップル補
正信号を形成するための検出手段の精度に影響されない
ブラシレスモータの駆動回路を提供することを目的とす
る。

（課題を解決するための手段）かかる目的を達成するため、本発明のブラシレスモータ
の駆動回路は、ｍ相の駆動コイルを有する固定子と、＠
極を有する回転子と、前記固定子と回転子との相対的位
置関係に応じたｍ相の正弦波様の出力信号を得る位置検
出手段と、前記位置検出手段の出力信号を対数圧縮して
変曲点をなまらせた矩形波パルス様に波形成形すると共
に上記ｍ相のソフトスイッチング信号に合成する信号合
成回路と、前記信号合成回路の出力信号により上記ｍ相
の駆動コイルへの通電を切り換える正側・負側スイッチ
ング素子群と、前記正側・負側スイッチ素子群により前
記駆動コイルへの通電量を制御する電流制御手段と、上
記駆動コイルに流れる電流を検出する電流検出手段とを
備え、前記′ｒ４流検出手段に無効電流を流せるように
している。

また、本発明は、ｍ相１２０度通電を行うと共に各相へ
の無通電領域となる通電タイミングに正側・負側めスイ
ッチング素子群を同時に通電状態にして前記電流検出手
段に無効電流を流せるようにしている。

更に、本発明は、上記構成において、上記駆動コイルに
発生する逆起電圧波形に第５高調波成分を重畳している
。

（作用）したがって、位置検出手段からは、固定子と回転子との
相対的位置関係に応じたｍ相の正弦波様の出力信号が生
じる。前記位置検出手段からの出力信号は、信号合成回
路において、対数圧縮されて変曲点をなまらせた矩形波
パルス様に波形成形されて上記ｍ相のソフトスイッチン
グ信号に合成される。また、信号合成回路からの出力信
号は、スイッチング素子群に与えられ、上記ｍ相の駆動
コイルへの通電を切り換える。電流制御手段は、スイッ
チング素子群により駆動コイルへ供給される通電量を制
御する。これにより、電流検出手段に無効電流を流させ
る。この無効電流によるトルクの減少で合成トルクのピ
ークを抑える。

また、前記電流検出手段に無効電流を流すために、ｍ相
１２０度通電を行うと共に一定の通電区間として各相へ
の無通電領域となる通電タイミングに正側および負側ス
イッチング素子群を同時に通電状態にしている。

更に、上記のように無効電流を流しながら、上記駆動コ
イルに発生する逆起電圧波形に第５高調波成分を重畳さ
せることにより、更にトルクリップルを減少させている
。

（実施例）以下、本発明の構成を図面に示す実施例に基づいて詳細
に説明する。尚、本明細書において、正側、負側とは駆
動コイルに流れる電流に着目し、コイル測に進入する方
を正側、コイル曲から流出する方を負側としている。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。第
１図の実Ｉ＠例は、三つの位置検出手段を有する三相１
２０度スイッチング通電方式の例である。また、第２図
（Ｉ）及び（ｎ）は、同位置検出手段で検出される信号
を示す波形図である。

第１図において、ブラシレスモータの駆動回路は、図示
しない固定子と、図示しない回転子と、位置検出手段と
してのホール素子１１１Ｊ、ＩＩＶ。

１１１と、信号合成回路１２と、正側のスイッチング素
子群１３ａ及び負側のスイッチング素子群１３ｂと、電
流検出手段である電流検出抵抗１４と、電流制御手段１
５とを少なくとも備えている。以下、上記要素について
説明する。

前記固定子は、この実施例では、第１図に示すようにｍ
〈＝３、以下同じ）相の駆動コイルＬｕ。

Ｌｖ、Ｌｗを有している０回転子は、図示しないが磁極
を有している。前記ホール素子１１ｕ、　ｔｌｖ、　１
１ｗは、三相の駆動コイルＬｕ、　Ｌｖ、　Ｌｖを有す
る固定子と回転子との相対的位置関係に応じて第２図（
Ｉ）に示すような三相の正弦波様の信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖ
ｗを出力する素子であり、その出力信号をホール増幅回
路１６ｕ、　１６１／、　１６１に入力されている。ホ
ール増幅回路１６ｕ、　１６ｖ、　１６ｗで増幅された
信号は、信号合成回路１２に供給されている。信号合成
回路１２は、ホール素子Ｎｕ、　Ｎｖ、　ｔｌｖからの
出力信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを対数圧縮して変曲点をなま
らせた第２図（ｎ）に示すような矩形波パルス様に波形
成形して三相のソフトスイッチング信号に合成できる。

前記信号合成回路１２の出力信号は、信号回路１７ａお
よび信号回路１７ｂに供給され乙、信号回路ｔ７ａ　、
　１７ｂは、電流誤差信号Ｓｃに応じて上記三相のソフ
トスイッチング信号の振幅を調整して信号Ｓｄａ　、　
Ｓｄｂを得る回路である。信号回路１７ａからの出力信
号Ｓｄａは正側のスイッチング素子群１３ａに、信号回
路１７ｂからの信号Ｓｄｂは負側のスイッチング素子群
１３ｂにそれぞれ供給される。正側のスイッチング素子
群１３ａは、信号合成回路１２から信号回路１７ａを介
して出力された信号Ｓｄａにより、上記三相の駆動コイ
ルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｖへの通電を切り換える。

また、負側のスイッチング素子群１３ｂは、信号合成回
路１２から信号回路１７ｂを介して出力された信号Ｓｄ
ｂにより、上記三相の駆動コイルＬｕ、　１．ｖ、　Ｌ
ｗへの通電を切り換える。正側のスイッチング素子群１
３ａは、この実施例では、トランジスタＱ　３１〜Ｑ　
ｓｓで構成しである。負側のスイ・／チング素子群１３
ｂは、この実施例では、トランジスタＱ、４〜Ｑ　３６
で構成しである。尚、正側のスイッチング素子群１３ａ
および負側めスイッチング素子群１３ｂでは、上記実施
例ではトランジスタＱ　ｓ　＋　”’−Ｑ　３ｂで構成
したが、電界効果トランジスタ、サイリスタ等で構成し
ても良い。

１流検出抵抗１４は、駆動コイルｔｕ、　ｔｖ、　ｔｗ
に流れる電流を検出できる。電流制御手段１５は、正側
のスイッチング素子群１３ａおよび負側のスイッチング
素子群１３ｂにより駆動コイルＬｕ、　Ｌｖ、　Ｌｙｅ
へ通電される通電量を制御できるように構成されており
、例えば電流帰還アンプが採用される。この電流制御手
段１５は、当該実施例では、電流検出抵抗１４からの検
出信号と、駆動コイルＬｕ、Ｌｖ、ｔ、ｗに流すべき電
流基準値とを比較して駆動コイルＬｕ。

Ｌｖ、　Ｌｗへの通電量を制御するための′Ｓ電流誤差
信号Ｓｃ得て信号回路１７ａ、信号囲路１７ｂに与える
構成となっているが、このようなフィードバック系の構
成に限定されるものではなく、上記駆動コイルＬｕ、　
Ｌｖ、　Ｌｗへの通電量を制御できるものなら、どのよ
うな構成であってもよい。

以上のように構成されているので、次のように作動する
。

ホール素子１１ｕ、Ｈ，ｖ、１１ｗからは、固定子と回
転子との相対的位置関係に応じて第２図（Ｉ）に示すよ
うな三相の正弦波様の出力信号Ｖｕ、　Ｖｖ、　Ｖｖが
生じる。ホール素子１１ｕ、　１１Ｖ、　１１Ｗからの
出力信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、ホール増幅回路１６ｕ、
　１６ｖ、　１６ｗに入力される。ホール増幅回路ｔ６
ｕ、　ｆｆ６ｖ、　１６ｗからの信号Ｖｕ、　Ｖｌ／、
　ＶＷに関する出力信号は、信号合成回路１２に入力さ
れる。信号合成回路１２では、前記出力信号Ｖｕ、　Ｖ
Ｖ、　ＶＷに関する信号を対数圧縮して変曲点をなまら
せた第２図（ｎ）に示す矩形波パルス（Ｖ、Ｊ、Ｖｖ、
Ｖ、）様に波形成形されて上記三相のソフトスイッチン
グ信号に合成される。また、この合成された三相のソフ
トスイッチング信号は、信号回路１７ａにおいて電流誤
差信号Ｓｃに応じて独立に振幅が調整されて正側の信号
Ｓｄａにされると共に信号回路１７ｂにおいて電流誤差
信号ＳＣに応じて独立に振幅が調整されて負側の信号Ｓ
ｄｂにされる。この信号回路１７ａからの正側信号Ｓｄ
ａは正側のスイッチング素子群ｔ３ａを、信号回路１７
ｂからの負１ｌＩＩ信号ＳｄｂはｆＬ關のスイッチング
素子群１３ｂにそれぞれ与えられ、上記三相の駆動コイ
ル１−ｕ。

Ｌｖ、Ｌｗに通電を切り換える。そして、駆動コイルＬ
ｕ、ｌｖ、１．ｗに流れる電流は、電流検出抵抗１４に
より検出される。

前記電流制御手段１５では、電流検出抵抗１４での検出
信号と当該駆動コイル１．ｕ、Ｌｖ、ｌ、冑に流すべき
電流基準値ＶＣＴＬとを比較して、駆動コイルＬｕＬｖ
、Ｌｍへの通電量を制御するための電流誤差信号Ｓｃを
形成する。この電流誤差信号Ｓｃは、信号回路１７ａお
よび信号回路１７ｂに与えられる。

本実施例では、上述のように動作して電流検出抵抗１４
に無効電流を流している。この無効電流は、ある一定の
通電区間、即ちタイミング領域において正側のスイッチ
ング素子群１３ａおよび負側のスイッチング素子群１３
ｂを同時に通電状態にすることにより得られる。そして
、本実Ｍ例では、上述のように電流検出抵抗１４に無効
電流を流し、駆動コイルＬｕ、　Ｌｖ、　１．ｗに電流
を流さないようにすることにより、特別な回路構成とす
ることなく、かつホール素子等の位置検出手段の精度に
影響されずに、トルクリップルを減少させることができ
る。

また、上記実施例を具体的に示す第３図の回路図で更に
本発明の詳細な説明する。尚、第４図ないし第６図は、
同実施例の作用を説明するための波形図である。

第３図において、ホール増幅回路１６ｕ、　１６ｖ、　
１６ｗおよび信号合成図１ｉ’３１２は、トランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６と、電流源回路Ｉ。と、抵抗Ｒｏ及びダイオ
ードＤｚｌ、Ｄ２２とから構成されている。信号回路１
７ａはトランジスタＱ７〜Ｑ　＋２と可変電流源回路Ｉ
　ＣＴＬとから構成されている。信号回路１７ｂはトラ
ンジスタＱ　ｌ　３〜Ｑ　＋ｓと可変電流源回路Ｉ　Ｃ
ＴＬとダイオードＩ）＋、〜Ｄｏｓと抵抗ＲｔＳとから
構成されている。正側のスイッチング素子群１３Ａはダ
ーリントン接続されたトランジスタＱ　ｓ　＋〜Ｑｓｓ
、Ｑｓ７〜Ｑ　３９で構成され、負側のスイッチング素
子群１３ｂはダーリントン接続されたトランジスタＱ　
３４〜Ｑ　３６．　Ｑ４０〜Ｑ　４２で構成されている
。

ホール素子１１ｕ、１１ｖ、１１ｗは、第２図（Ｉ）に
示すように、それぞれ１２０度位相差の正弦波信号を出
力する。ホール素子１１ｕの出力信号をＶｕ、ホール素
子１１Ｖの出力信号をＶｖ、ホール素子ｆｉｌｌの出力
信号をＶｗとすると、Ｖｕ＝０．２ｓｉｎθ　　　　　　　　−（１）Ｖｖ＝
０．２ｓｉｎ　（θ−１２０°）　　・・・（２）Ｖｗ
＝　０．２ｓｉｎ　（θ−２４０°）　　　−、・（３
）となり、これらが夫々トランジスタＱｌ〜Ｑ６からな
る三相ホール増幅器１６ｕ、　１６ｖ、　１６ｗに入力
される。

また、信号合成回路１２では、トランジスタＱ。

Ｑ４のコレクタ電流、トランジスタＱ２．Ｑ、のコレク
タ電流及びトランジスタＱ、、Ｑ、のコレクタ電流をそ
れぞれ互いに合或し、抵抗Ｒｏでそれぞれ電圧変換する
。このときの電圧波形は第２図（ＩＩ）に示すようにな
り、その電圧Ｖｕ、　Ｖｖ、　Ｖｗは、次の第（４）〜
（６）式で表される。

ただし、ｅは自然対数の底、Ｋはボルツマン定数［Ｊ／
”　Ｋ］　、Ｔは絶対温度［”Ｋ］、ｑは電子の電荷［
Ｃ］であり、以下同じである。

これら電圧Ｖ、、Ｖ、、Ｖ、は、信号回路１７ａ内のＮ
　Ｐ　Ｎ　＋−ランジスタＱ７〜Ｑ、からなる差動増幅
回路と、信号回路１７ｂ内のＰＮＰトランジスタＱ　１
６〜Ｑ　Ｉ８からなる差動増幅回路とに供給される。信
号回路１７ａは可変電流源回路Ｉ　ＣＴＬに比例した電
流！　’ｕ、　　Ｉ　’ｖ、　　Ｉ　’ｗをＮＰＮトラ
ンジスタＱ７〜Ｑ、のコレクタから、信号回路１７ｂは
可変電流源回路Ｉ　ＣＴＬに比例した電流１ｕ、　Ｉｖ
、　ｈｖをＰＮＰトランジスタＱ　１６〜Ｑ　＋ｓのト
ランジスタがら出力する。この可変電流源回路Ｉ　ＣＴ
Ｌに比例した電流Ｉｕ、　Ｉｖ、　Ｉｖは次の第（７）
　〜ｆ９）式で、電流Ｉ’ｕＩ’ｖ、Ｉ’ｖは次の第（
１０）　〜（１２）式で表される。

電流Ｉ　’ｕ、　　Ｉ　’ｖ、　　Ｉ　’ｖｔは、トラ
ンジスタＱ　ｓ＋〜Ｑ　３　ｊ＋　Ｑ　％　７〜Ｑ　ｓ
ｏからなる電流増幅率αの正側のスイッチング素子群１
３ａに入力されて、それぞれα倍された電流αＩ　’ｕ
、αＩ　’Ｖ、αＩ’Ｗを三相の駆動コイル１．ｕ、　
１．Ｖ、　Ｌｗのソース電流として流入させる。

電流１ｕ、　Ｉｖ、　Ｉｗら、トランジスタＱ　Ｓ　４
　”’−Ｑ　ｓ　ａ、Ｑ、。〜Ｑ　ａｔからなる電流増
幅率αの負側のスイッチング素子群１３ｂに入力されて
、それぞれα倍された電流αＩｕ、αＩｖ、αＩｗを三
相の駆動コイルｌｕ、ＬＶ、１．ｗからシンク電流とし
て流出させる。

このようにして得られた各相のソース電流およびシンク
電流のうち、例えばＵ相のｔ流αＩ　’ｕ。

αＩｕを第４図の波形図として示す（なお、■相、Ｗ相
の電流は、それぞれ１２０度位相差を持つ同形の波形と
なる）、この第４図の波形図から分かるように、一定期
間毎に無通電領域となる通電タイミング（第４図に七〇
で示す）が存在する。この無通電領域となる通電タイミ
ングが存在する点は、■相、Ｗ相も同様である。このよ
うに回転位置検出手段としてのホール素子１１ｕ、１１
ｖ、１１ｗの出力信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じて三相の
駆動コイルｌ−ｕ。

１、ｖ、Ｌｗの通電を順次切り換えることにより、回転
子が回転する。

一方、三相の駆動コイルＬｕ、　Ｌｖ、　Ｌｗを流れた
電流は、電流検出抵抗１４に集められて電圧Ｅｌに変換
される。この電圧Ｅｌは電流検出信号として使用され、
電流制御手段Ｉ５に供給される。電流制御手段１５では
、前記電圧Ｅｌと、電流基準値ＶＣＴＬとを比較し、電
圧Ｅｌが電流基準値ＶＣＴＬと常に等しくなるように各
信号回路１７ａ、　１７ｂの可変電流源回路Ｉ　ＣＴＬ
を制御する。そして、電流基準値ＶＣＴＬが一定値を保
っているときには、電流検出抵抗１４に発生する電圧Ｅ
ｌも固定され、駆動コイルＬｕ、　Ｌｖ、　Ｌｗには常
に一定の電流が供給される。このようにしてブラシレス
モータは回転することになる。

ここで、駆動コイルＬｕ、　Ｌｖ、　１．ｗに発生する
三相逆起電力を正弦波とすると、各相に発生するトルク
Ｔ、、Ｔ、、Ｔ、は次のように表すことができる。

Ｔ、　　＝　　＜（７Ｉ　’ｕ−ａ　　Ｉｕ　　）　　
ｓｉｎ　　（θ−３０°　）ＴＶ　＝（α　Ｉ’ｖ−α
　Ｉｖ）ｓｉｎ（θ−９０°　〉Ｔ、＝　　（αＩ’ｍ
−α　Ｉｗ）ｓｉｎ（θ−２１０°　）・・・（１３）したがって、合成トルクＴは、Ｔ＝Ｔ、＋−Ｔ、＋−Ｔ、　　　　　　＝・（１４）と
なる、この合成トルクＴは、第４図に示すようになり、
このときのトルクリップルは約１４．３％となる。この
とき、制御手段１２から出力される電圧ＶＵ、Ｖ、、Ｖ
、は、第（４）　〜（６）式で表され、電圧Ｖ、、Ｖｖ
、Ｖ、の振幅は、４００　　［ｍＶｐ−ｐ　］であった
。

次に、信号合成回路１２において、抵抗Ｒ６を調整する
か、あるいは電流源回路■。の値を調整することによっ
て、第（４）〜（６）式の電圧ｖｕ。

Ｖ、、Ｖ、　の振幅を、１００　［ｍＶｐ−ｐ　］とし
たときには、次のように動作する。

このように信号合成回路１２１の出力電圧Ｖｕ。

Ｖｖ、Ｖ、の振幅を１００　［ｍ　Ｖ　Ｐ−Ｆ　］にす
ると、信号合成回路１２により出力電圧Ｖｇ、Ｖｖ。

■、の波形が更になまることになる。これにより、信号
回路１７ａからの電流１　’ｕ、　　Ｉ　’ｖ、　　Ｉ
　’ｖと、信号回路１７ｂからの電流１ｕ、　Ｉｖ、　
Ｉｗとが同様に変形した波形となる。したがって、正側
のスイッチング素子群１３ａにより流入するソース電流
αＩ　’ｕ。

αｒ　’ｖ、αＩ’ｗと、負側のスイッチング素子群１
３ｂにより流出さぜるシンク電流αＮｕ、αＩｖαＩｗ
との波形が変化することになる。ソース電流（２１’Ｌ
ｌ、　αＴ’ｖ、　αＩ’ｗと、シンク電流ａ　Ｉｕ。

αＩｖ、α１１１の波形のうちＵ相に着目したものを第
５図に示す、この第５図からも分かるように、ソース電
流αＩ′ｕと、シンク電流αｒｕとが同時に発生するタ
イミング領Ｉｔ。が存在する。このタイミング領域ｔｏ
の中心点前後では、αＩ　’ｕ＝αＩｕとなっており、
このときのｔＪ４１電流は駆動コイル１ｕにほとんど流
入することなく、ｔ４源ＶｃｃからトランジスタＱ　５
ｒ−Ｑ　ｓ４を介して電流検出抵抗１４に流入すること
になる。このことは、トルク発生に寄与しない無効電流
が比較的多く発生していることを意味する。また、一定
電流を流す電流帰還がかかつていれば、電流検出抵抗１
４を流れる電流は一定であるから、この無効電流の分だ
けモータの総トルクが減少することになる。この現象は
、■相、Ｗ相も同様であり、６０度に一回の割合で発生
し、かつ第５図からも分かるように合成トルクのピーク
周期と同期している。したがって、無効電流によるトル
クの減少が合成トルクのピークを抑えるので、トルクリ
ップルが減少することになる。この場合のトルクリップ
ルは、９．７％まで低下して、従来のものよりも約３２
％もリップルが改善されている。

第６図は、第（４）〜（６）式の電圧Ｖ、Ｊ、Ｖｙ。

ＶＷの振幅［ｍｖｐ−ｐｌに対するトルクリップル［％
］の関係を示す波形図である。

信号合成回路１２の抵抗Ｒｏあるいは電流源回路Ｉｏの
値を変化させることにより、第（４）〜（６ン式）Ｙ４
圧Ｖｕ　、Ｖｖ、Ｖｗの振＠　［ｍ　Ｖ　Ｐ−Ｐ　］を
変化させると、トルクリップル［％］は、第６図に示す
ように変化する。図から分かるように、２０　［ｍＶｐ
−ｐ　］から６００　［ｍＶＰ−Ｐ　］まで変化させた
ときに、３００　［ｍＶＰ−Ｐ　］以下でトルクリップ
ルが改碑し、８０　［ｍ　Ｖ　Ｐ−Ｐ　］前後で最低値
となり、その後は上昇に転する。したがって、信号合成
回路１２の抵抗Ｒｏあるいは電流源回路！。の値を変化
させることにより、第（４）〜（６）式の電圧Ｖｕ、Ｖ
ｖ、Ｖ、の９幅を８０　［ｍ　Ｖ　Ｐ−Ｆ　］前後に調
整することにより、トルクリップルが大幅に改善される
ことになる。

以上のことから分かるように、本実施例では、トルクリ
ップルを補正するための新たな追加回路は必要とせず、
単に信号合成回路１２の抵抗Ｒ６あるいは電流源回路Ｉ
ｏの調整のみ−で済む。また、ホール素子１１ｕ、１１
ｖ、１１ｗは、ホール増幅回路１６ｕ、　１６ｖ、　１
６ｖを飽和領域で使用しているので、トルクリヅブル補
正ｌ！能とは無関係となり、素子のばらつき、ホール出
力精度の悪化等の影響を受けない。

以上のように本実施例では、トルクリップル補正のため
に新たに追加回路が必要としないので、回路規模が大き
くならず、コストも上昇しない。

また、本実施例では、ホール素子ｔｔｕ、ｉｔｖ。

１１ｗでトルクリップル補正信号を形成していないので
、ホール素子１１ｕ、１１ｖ、１１ｗの精度の影響を受
けない０本実施例では、電流帰還機能自体は基本的に変
わらないので、回路が安定している。また、図示してい
ないが大型のブラシレスモータの場合には各スイッチン
グ素子群１３ａ、１３ｂの前段にプリドライバを設ける
こともある。

第７図は、本発明の他の実施例を説明するために示す波
形図であって、横軸には逆起電圧波形の第５高調波成分
ｎ［％］が、縦軸にはトルクリップル［％］がそれぞれ
示されている。

ブラシレスモータのスイッチング素子群において、第５
高調波成分（ｎ／１００）ｓ　ｉｎ５θを含んだ逆起電
圧Ｅａを駆動コイルＬｕ、　Ｌｖ、　Ｌｗに発生させる
ものが既に提案されている。逆起電圧Ｅａは、次のよう
に表される。

Ｅａ　＝ｓｉｎθ十（ｎ／１００）ｓｉｎ５θ　　・（
１５）このように逆起電圧ｓｉｎθに第５高調波成分を
含ませることにより、トルクリップルが減少する。

更に、具体的に第７図を用いて説明する。第７図では、
第５高調波成分ｎ［％］を変化させていったときのトル
クリップルの状態が示されている。

この図からも分かるように、逆起電圧Ｅａの中に第５高
調波成分ｎが含まれる割合を変化させることにより、グ
ラフＡに示すように、トルクリップルが減少している。

そこで、上記ブラシレスモータに本発明を適用すると、
グラフＢの如くなり、トルクリップルの最低値が１％切
ることになる。しかも、逆起電圧波形に与える第５高調
波歪も小さくてよい。

このように本実施例では、ドルクリアプルの最低値が従
来よりも小さくてよい池に、逆起電圧波形に与える第５
高調波歪も小さくてすむので、回転子の磁石に無理な補
正着磁をする必要がなく、かつモータの効率も向上する
。特に、多極の側対向モータでは、補正着磁の余地がな
いことから効果的である。

（発明の効果）以上の説明より明らかなように、本発明は、信号合成回
路により電流検出手段に無効電流を流し、無効電流によ
るトルクの減少に件って合成トルクのピークを抑えるよ
うにしたので、回路規模を拡大することなくトルクリッ
プルを減少できる。

また、本発明によれば、回転位置検出手段からの検出信
号でトルクリップル補正信号を形成していないので、回
転位置検出手段の精度の影響を受けることがない。

また、本発明によれば、無通電領域となる通電タイミン
グに正側および負側のスイッチング素子群を同時に通電
状態にしているので、無効電流が確実に流れる。

更に、本発明によれば、第５高調波を含む逆起電圧を発
生するブラシレスモータに、信号合成回路により一定の
通電区間に正側および負側のスイッチング素−Ｆ群を通
電状態にして前記電流検出手段に無効電流を流させるよ
うにしたので、トルクリップルが著しく改善できる。

【図面の簡単な説明】

第１図本発明の実施例を示すブロック図、第２図（Ｉ）
、（ｎ）はそれぞれ同実施例を説明するための波形図、
第３図は同実施例の具体例を示す回路図、第４図ないし
第６図は同具体例の動作を説明するための波形図、第７
図は本発明の他の実施例を説明するための波形図、第８
図は従来の駆動回路を示すブロック図である。１１ｕ、　１１ｖ、　ｔｌｖＩ・・・ホール素子（回転
位置検出手段〉、１２・・・信号合成回路、ｔ３ａ・・
・正側のスイッチング素子群、１３ｂ・・・負側のスイ
ッチング素子群、１４・・・電流検出抵抗（電流検出手
段〉、１５・・・電流制御手段。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ｍ相の駆動コイルを有する固定子と、磁極を有す
る回転子と、前記固定子と回転子との相対的位置関係に
応じたｍ相の正弦波様の出力信号を得る位置検出手段と
、前記位置検出手段の出力信号を対数圧縮して変曲点を
なまらせた矩形波パルス様に波形成形すると共に上記ｍ
相のソフトスイッチング信号に合成する信号合成回路と
、前記信号合成回路の出力信号により上記ｍ相の駆動コ
イルへの通電を切り換える正側・負側スイッチング素子
群と、前記正側・負側スイッチ素子群により前記駆動コ
イルへの通電量を制御する電流制御手段と、上記駆動コ
イルに流れる電流を検出する電流検出手段とを備え、前
記電流検出手段に無効電流を流すことを特徴とするブラ
シレスモータの駆動回路。
（２）ｍ相１２０度通電を行うと共に各相への無通電領
域となる通電タイミングに正側・負側のスイッチング素
子群を同時に通電状態にして前記電流検出手段に無効電
流を流すことを特徴とする請求項１記載のブラシレスモ
ータの駆動回路。
（３）上記駆動コイルに発生する逆起電圧波形に第５高
調波成分を重畳したことを特徴とするブラシレスモータ
の駆動回路。