JPH0337048Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】

（産業上の利用分野） 本考案は位相制御方式の負荷電力安定化装置に
関する。 （従来の技術） 従来の負荷電力安定化装置の一般的な構成を第
１図に示す。負荷１には商用交流電源２からスイ
ツチング素子３を介して電力が供給され、負荷１
の電圧または電流がトランス４により検出されて
その実効値が検出回路５により検出される。この
検出回路５の出力は比較器６により予め設定され
た基準値と比較されてその誤差が検出され、また
商用交流電源２の出力波形のゼロクロスポイント
がゼロクロス検知回路７により検知される。位相
制御回路８はゼロクロス検知回路７からのゼロク
ロスパルスを基準として比較器６からの誤差電圧
に応じた位相角でスイツチング素子３を点弧する
ことにより負荷１の電流を位相制御して負荷１へ
の供給電力を安定化する。 このような従来装置のネツクは位相制御された
正弦波形の平均値V_A、実効値V_Eは V_A＝２／πV_p・（１＋cosθ／２） …(1) θ：正弦波の遮断位相角、V_p：正弦波のピー
ク値と表されるからV_p、V_E、V_Aの関係は正弦波
とは異なりθにより変化する。一方、負荷電力Ｐ
は負荷抵抗をＲとすればＰ＝（V_E）²／Ｒであり、
負荷電力を安定化するには負荷の実効値電圧V_E
を安定化する必要がある。そこでV_Eを検出して
負荷電流を位相制御しているが、一般に実効値
V_Eの検出には２乗演算を含み正確な実効値検出
には非常に複雑な回路が必要となり、また近似的
な実効値検出では広範囲の位相制御が難しくな
る。 従来の負荷電力安定化装置は具体的には整流
回路と時定数回路を組み合わせることにより負荷
電圧の近似的な実効値を得て基準量と比較しその
結果に応じて負荷電流を位相制御するもの（特開
昭50−95756号）、負荷平均値電圧とスイツチン
グ素子の点弧位相角との関係をほぼ線型に保つこ
とにより結果として負荷電圧の実効値を一定にす
るもの（特開昭49−16843号）、電界効果トラン
ジスタの２乗特性を利用して負荷電圧の２乗平均
値電圧を検出し基準値と比較してその結果に応じ
て負荷電流を位相制御するものがある。 （考案が解決しようとする課題） しかしの装置では構成は比較的簡素になる
が、負荷電圧の近似的な実効値を検出するため広
範囲の位相制御が難しく、また高精度の負荷電力
安定化は望めない。さらに制御特性が電源周波数
（50Hz、60Hz）に依存するため装置の汎用化がで
きない。の装置では近似的な実効値制御である
が、の装置より広範囲で近似が成立する。しか
し位相角が小さい付近での近似が悪くなるため負
荷の定格電圧と電源の定格電圧との比を大きくと
る必要があり効率的でない。また一定電流源、位
相角に比例した電流源、負荷平均値電圧に比例し
た電流という３つの電流源を必要とし、回路構成
が複雑になる。の装置では，の装置と同じ
く近似的な方法を用いているが、近似の成立する
範囲と位相角とは原理的に無関係であり広範囲の
位相制御が可能である。しかし電界効果トランジ
スタのバイアス点の安定性が必要であり、そのた
め回路構成が複雑となる。また電界効果トランジ
スタの素子ごとのばらつきが大きく無調整化でき
ない。 本考案は負荷電圧の検出を行なわずに電源電圧
の検出を行なつて負荷位相制御を行なうことによ
り上記欠点を解消するようにした負荷電力安定化
装置を提供することを目的とする。 （課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本考案は商用交流電
源と負荷との間に接続される位相制御用スイツチ
と、交流電源から入力された電圧を検出し整流す
る整流回路と、この整流回路の出力電圧を平滑す
る平滑回路と、交流電源からの入力波形のゼロク
ロスポイントを検出するゼロクロス検出回路と、
このゼロクロス検出回路の出力信号により前記平
滑回路を所定のタイミングでリセツトするリセツ
ト手段と、リセツト後検出値が略一定となるタイ
ミングで前記平滑出力を検出する検出回路と、こ
の検出値に応じて前記スイツチ手段の点弧位相を
決定する電圧−点弧位相変換手段と、この電圧−
点弧位相変換手段で決定した点弧位相にて点弧パ
ルスを発生して前記スイツチ手段を点弧する点弧
パルス発生手段とを備えたものである。 （作用） 交流電源から入力された電圧が整流回路により
検出され整流されて平滑回路により平滑される。
交流電源からの入力波形のゼロクロスポイントが
ゼロクロス検出回路により検出され、このゼロク
ロス検出回路の出力信号によりリセツト手段が平
滑回路を所定のタイミングでリセツトする。リセ
ツト後検出値が略一定となるタイミングで平滑回
路の出力が検出回路により検出され、この検出値
に応じてスイツチ手段の点弧位相が電圧−点弧位
相変換手段により決定される。点弧パルス発生手
段は電圧−点弧位相変換手段で決定した点弧位相
にて点弧パルスを発生してスイツチ手段を点弧す
る。 （実施例） 本考案は非正弦波の実効値検出の煩わしさから
逃れるために次ぎの点に注目してなされた。 (1) 負荷電力に対する変動要因は殆どが電源電圧
の変動である。 (2) 電源電圧の波形歪および周波数変化は非常に
少ない。 この点から正弦波である電源電圧を検知し、そ
の検知電圧値に応じて位相制御すべき位相量を予
め与えられている表または関係式により一意的に
決定して負荷電力を制御することにより負荷電力
を安定化できることを確認した。前記(2)式から次
の関係式が得られる。 V_E（_L）：負荷の実効値電圧 V_E（_S）：電源の実効値電圧 V_E（_L）を一定に保つためのV_E（_S）とθとは１
対１に対応するから電源電圧を検知してV_E（_S）
を求めれば(3)式から予め計算した数表によつてθ
を決定できる。 このようにすれば非正弦波の実効値を求める手
段を省略でき、回路構成を簡素にできる。また負
荷電圧検出手段を省略でき回路構成を単純化でき
る。さらにデイジタル的に処理することにより回
路の温度ドリフト、部品のばらつき、ノイズ等に
影響され難くなり高精度の負荷電力安定性が得ら
れる。 次に第２図に示した本考案の実施例について説
明する。 商用交流電源１１とこの商用交流電源１１から
電力が供給される負荷（例えばランプ）１２との
間にはスイツチ手段１３が直列に挿入され、この
スイツチ手段１３は制御信号による位相制御が可
能なトライアツク、サイリスタ等のスイツチング
素子１３が用いられる。商用電源１１からスイツ
チング素子１３を介して負荷１２に供給される電
力はスイツチング素子１３に制御信号として与え
る点弧パルスＰの電源位相に対する発生位相を制
御することによつて制御される。一方、商用交流
電源１１の電圧は検出トランス１４によつて検出
されて電源電圧検知回路１５によつてその電圧値
（ピーク値、平均値、実効値のいずれでも良い）
に比例した直流電圧V_Sに変換される。電圧−点
弧位相変換回路１６は電源電圧検知回路１５の出
力電圧V_Sに応じて負荷１２が一定の実効値電圧
を得るために必要なスイツチング素子１３の点弧
位相角θ（遮断位相角）に対応した電圧（アナロ
グ量でもデジタル量でも良い）Vθを出力する。
ゼロクロス検知回路１７は検出トランス１４に接
続されており、その出力より電源波形のゼロクロ
スポイントを検知してそれに対応したパルスzcp
を出力する。点弧パルス発生回路１８では上記電
圧Vθとパルスzcpとからパルスzcpに対して常に
θになる位相量を持つ点弧パルスＰを発生する。
この点弧パルスＰはスイツチング素子１３に制御
信号として与えられ、スイツチング素子１３は点
弧パルスＰが与えられた時点でオンして次のパル
スzcpの時点でオフする。第３図は上記動作のタ
イミングチヤートである。 電源検知回路１５においては第４図に示すよう
に電源電圧がトランス１４にて検出されるが、そ
の出力をダイオードブリツジRECにより両波整
流する。このダイオードブリツジRECの出力電
圧は抵抗R₁，R₂およびコンデンサC₁よりなる時
定数回路にて構成された平滑回路によりリツプル
を含まない程度に充分平滑されて直流電圧V_S
（DC）となり、アナログ／デイジタル変換器Ａ／
Ｄのアナログ入力端子に印加されて８ビツトのデ
イジタルデータV_Sに変換される。アナログ／デ
イジタル変換のタイミングはSTART
CONVERT端子に与えられる信号により決定さ
れるが、この例ではストローブ信号出力端子と
START CONVERT端子とを結線することによ
りフリーランモードで変換するように構成されて
いる。START CONVERT端子に別の適当なタ
イミングの信号を与えることによりアナログ／デ
イジタル変換のタイミングを決定することもでき
る。例えば第４図の例で時定数の応答が安定状態
になつた時のみアナログ／デイジタル変換を行な
うとか、外部からの命令によりアナログ／デイジ
タル変換をスタートさせることができる。デイジ
タルデータV_Sは８ビツトで構成され、電源電圧
の平均値に比例した２進数である。電源の波形は
正弦波であるから平均値でも実効値でもピーク値
でも一定の係数が付くだけで全て等価な値であ
る。 ここにリツプルを少なくするためには上記時定
数回路の時定数を充分に大きくする必要があり、
そうすると応答時間が遅くなつて電圧の急激な変
動に追随できなくなる。そこで上記時定数回路を
トランジスタTrでゼロクロスパルスzcpによりリ
セツトする回路が設けられている。ダイオードブ
リツジRECの両波整流波形V_RECによりコンデン
サC₁はある電圧V_S（DC）だけ充電され、ゼロク
ロスポイントにてトランジスタTrによりリセツ
トされる。抵抗R₁およびコンデンサC₁で決まる
時定数を電源周期に対して充分に小さく採れば
V_S（DC）はほぼVRECのピーク値に近くなる。
これはコンデンサC₁に蓄積された電荷の放電経
路が次のゼロクロスパルスzcpの時点までないた
めである。この回路は所謂ピークホールド回路と
なり、電源電圧のピーク値に比例した電圧V_S
（DC）が得られる。しかも電源の１波毎に応答す
るから電源電圧変動に対する追随はよくなる。こ
の場合アナログ／デイジタル変換器Ａ／Ｄのアナ
ログ／デイジタル変換タイミングは第４図ｂに示
すようにV_S（DC）の波形がホールド状態になつ
た時点でSTART CONVERT端子への信号によ
り決めれば良い。 さらに電源電圧を検出する手段として、商用交
流電源からの入力電圧を整流する整流回路と、こ
の整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路と、こ
の平滑回路をゼロクロス検出回路の出力信号によ
り所定のタイミングでリセツトするリセツト手段
とを用いたので、リツプルが少なくて電源電圧変
動に対して良く追随する。 電圧−点弧位相変換回路１６はリードオンリー
メモリ等のメモリよりなり、アナログ／デイジタ
ル変換器Ａ／Ｄの出力電力V_Sにより指定された
アドレスのデータVθを出力する。第５図に示し
たようにアナログ／デイジタル変換器Ａ／Ｄの出
力V_SをそのままメモリROMのアドレス指定信号
に使用してもよいが、単純な演算操作によりデー
タV_SをメモリROMのアドレス指定信号に変換し
てもよい。一例として定格電源電圧を100Vとし
て±20％の電源電圧変動を見込むとする。電源電
圧検知出力V_Sは電源電圧が100Vの時に20.0Vと
なるようになつていたとすると、1.60V〜24.0V
まで変化する。この時電源電圧検知出力V_Sとメ
モリROMのアドレス番号Adとを （V_S−16）×10＝Ad（但し小数点は無視する） と対応付けると、電源電圧、V_S，Adの間の関係
は次の表のようになる。

【表】 このような関係はアナログ／デイジタル変換器
Ａ／ＤとメモリROMとの間に減算回路を設けて
AdをV_Sより演算すれば実現できる。次にメモリ
ROMにストアするデータについて説明する。前
述したように負荷電圧実効値V_E（_L）は となる。電源電圧実効値V_E（_S）が変化した時、
負荷電圧実効値V_E（_L）を一定に保つためには上
式により計算した第６図に示すような遮断位相角
（点弧位相角）にてスイツチング素子１３が負荷
電流を位相制御することが必要となる。従つてメ
モリROMにはこの位相角θに対応する整数値Vθ
をAdに応じてストアしておけば良い。第５図の
例では８ビツトのリードオンリーメモリROMを
用いているからメモリROMにストアするデータ
としては０〜225の整数値とする必要がある。 点弧パルス発生回路１８は電源電圧検知出力
V_Sに対して負荷実効値電圧を一定に保つために
必要な遮断位相角（点弧位相角）θに対応した値
Vθを用いて現実にスイツチング素子１３を点弧
するパルスＰを発生する。第７図はその一例であ
る。プリセツタブルダウンカウンタCT₁，CT₂は
ゼロクロス検知回路１７からのゼロクロスパルス
zcpによりリセツトされた直後に第４図のメモリ
ROMから読み出されたデータVθがプリセツト命
令によりプリセツトされてクロツクパルスをダウ
ンカウントして行き、クロツクパルスをプリセツ
ト値Vθだけカウントすると出力が全て０となつ
てゲートＧからパルスＰが出力される。このパル
スの発生するタイミングはゼロクロスパルスzcp
の発生する時点からクロツクパルスVθ個分の時
間ｔが経過した後であるから、この時間ｔが負荷
実効値電圧を一定に保つために必要な位相角θに
対応するようにVθの値を予め設定しておけば良
い。すなわち電源波形の周期をＴ、クロツクパル
スの周期を t^CLKとすると、 ｔ＝θ／2π×Ｔ Vθ＝ｔ／t^CLK となるようにVθを設定しておけば良い。この式
から明らかなようにｔおよびVθはＴに依存する。 本装置を各電源周波数（50Hz，60Hz）に対して
共通化するにはVθとして50Hz用と60Hz用の２組
をメモリROMの別々のエリアにストアしてお
き、これらを電源周波数が50Hzか60Hzかに応じて
選択して読み出せばよい。またVθとして50Hz用
のみをメモリROMにストアしておき、電源周波
数が60Hzの際にはメモリROMから読み出した値
Vθを1.2×Vθに数値変換してからｔの決定に用い
ることも可能である。 第７図のゲートＧから出力されたパルスＰはス
イツチング素子１３を点弧する。スイツチング素
子１３、ゼロクロス検知回路１７は公知のものが
使用される。 電圧−点弧位相変換回路１６は第５図ではV_S
の各値に対してVθの各値をメモリROMにストア
しておく例を示したが、このようにするとメモリ
ROMのエリアが非常に多く必要となる。そこで
メモリROMにはV_Sの代表的な値に対するVθのみ
をストアしておき、他のV_Sは補間法にて算出す
るという方式をとればメモリエリアを節約でき
る。例えば電源電圧80V〜120Vの範囲で10V毎に
対応するVθをメモリにストアすればメモリエリ
アは５個で済む。電源電圧が93Vの時は電源電圧
の90Vおよび100Vに対応するからVθから補間法
にて電源電圧93Vに対応するVθを求めれば良い。
また別の方式として第６図に示した（（V_E（_S）／
（V_E（_L））−θの関係をある函数形に置き換える方
式（近似的で良い）が考えられる。この方式によ
ればVθをメモリにストアする必要がなくなり、
その函数を計算する手段さえあれば良い。現実に
は第６図の函数をV_S−θの函数に変換した方が
都合が良い。アナログ／デイジタル変換出力V_S
に添つてV_S−θの函数形によりVθを決定する。
第６図の関係を１つの函数形に置き換えるのでは
なく、複数の区間に分割して各区間毎に函数形に
置き換えてもよい。以上のような方式を効率的に
実現するにはマイクロコンピユータの採用が好ま
しい。予めプログラムしておくことにより函数の
計算、メモリROMの読み出し、さらにクロツク
パルスをカウントして点弧パルスを発生させる部
分まで１チツプのマイクロコンピユータにて行な
うことができる。 点弧パルス発生回路１８はプリセツタブルカウ
ントCT₁，CT₂でなく、通常の２進カウンタとデ
イジタルコンパレータの組合せでも良く、プログ
ラマブルタイマーのようなものでも良い。 上述の例では電源電圧に比例した電圧をアナロ
グ／デイジタル変換した後デイジタル的な処理を
行なつているが、第８図のようなアナログ的な構
成でも実現できる。電圧−点弧位相変換回路１６
は非直線素子を用いて第６図のV_S−θの関係を
持たせたことによりVθ（DC）を出力する。点弧
パルス発生回路１８は鋸歯状波発生回路SGでゼ
ロクロスパルスzcpにより電源に同期して発生し
た鋸歯状波とVθ（DC）とを比較して点弧パルス
を発生する。この点弧パルス発生回路１８は公知
のもの、例えばコンパレータCOMと、コンデン
サC₂および抵抗R₃よりなる微分回路とで構成さ
れたものが用いられる。 以上詳述したように本考案によれば、商用交流
電源と負荷との間に接続される位相制御用スイツ
チと、交流電源から入力された電圧を検出し整流
する整流回路と、この整流回路の出力電圧を平滑
する平滑回路と、交流電源からの入力波形のゼロ
クロスポイントを検出するゼロクロス検出回路
と、このゼロクロス検出回路の出力信号により前
記平滑回路を所定のタイミングでリセツトするリ
セツト手段と、リセツト後検出値が略一定となる
タイミングで前記平滑出力を検出する検出回路
と、この検出値に応じて前記スイツチ手段の点弧
位相を決定する電圧−点弧位相変換手段と、この
電圧−点弧位相変換手段で決定した点弧位相にて
点弧パルスを発生して前記スイツチ手段を点弧す
る点弧パルス発生手段とを備えたので、つまり負
荷電圧を検出せずに電源電圧を検出して負荷電力
を位相制御するので、非正弦波の実効値を検出す
る煩わしさがなくなり回路構成が簡単で広範囲の
位相制御が可能となる。また全体として閉ループ
になつていないため各部分でのドリフト、温度特
性、ばらつき等のはそのまま出力の変動特性に影
響を与えるからデイジタル方式が圧倒的に有利で
あり、無調整化、汎用化が可能である。 さらに、従来行なわれているように単に平滑回
路の出力を検出してスイツチ手段への点弧位相を
決定すれば前の電圧値の影響で正確な電圧値を応
答性良く検出することができないが、この考案で
は平滑回路をリセツトした後に検出値が略一定と
なるタイミングで平滑回路の出力を検出し、その
値に基づいてフイードバツクをかけるため、電圧
変動に対する応答性が非常に良くなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の負荷電力安定化装置の一般的な
構成を示すブロツク図、第２図は本考案の実施例
を示すブロツク図、第３図は同実施例の動作タイ
ミングチヤート、第４図ａ，ｂは電源電圧検知回
路の一例を示す結線図およびその動作タイミング
チヤート、第５図は電圧−点弧位相変換回路の一
例を示すブロツク図、第６図は同回路を説明する
ための特性曲線図、第７図ａ，ｂは点弧パルス発
生回路の一例を示すブロツク図、第８図は本考案
の他実施例の一部を示す結線図である。 １１……商用交流電源、１２……負荷、１３…
…スイツチング素子、１４……検出トランス、１
５……電源電圧−点弧位相変換回路、１７……ゼ
ロクロス検知回路、１８……点弧パルス発生回
路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 商用交流電源と負荷との間に接続される位相制
   御用スイツチと、交流電源から入力された電圧を
   検出し整流する整流回路と、この整流回路の出力
   電圧を平滑する平滑回路と、交流電源からの入力
   波形のゼロクロスポイントを検出するゼロクロス
   検出回路と、このゼロクロス検出回路の出力信号
   により前記平滑回路を所定のタイミングでリセツ
   トするリセツト手段と、リセツト後検出値が略一
   定となるタイミングで前記平滑出力を検出する検
   出回路と、この検出値に応じて前記スイツチ手段
   の点弧位相を決定する電圧−点弧位相変換手段
   と、この電圧−点弧位相変換手段で決定した点弧
   位相にて点弧パルスを発生して前記スイツチ手段
   を点弧する点弧パルス発生手段とを備えた負荷電
   力安定化装置。