JPH05205886A - 並列に接続されている複数の放電灯の照度レベルを一定に維持する方法 - Google Patents

並列に接続されている複数の放電灯の照度レベルを一定に維持する方法

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JPH05205886A
JPH05205886A JP4054152A JP5415292A JPH05205886A JP H05205886 A JPH05205886 A JP H05205886A JP 4054152 A JP4054152 A JP 4054152A JP 5415292 A JP5415292 A JP 5415292A JP H05205886 A JPH05205886 A JP H05205886A
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discharge lamp
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Joel S Spira
ジョエル・エス・スピーラ
Dennis Capewell
デニス・ケープウエル
David G Luchaco
デビッド・ジー・ルチヤーコ
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Lutron Electronics Co Inc
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 使用される放電灯及び安定器のタイプ即ちイ
ンピーダンス特性とは無関係に、放電灯の照度レベル
を、電流帰還を用いることなく、一定に維持することを
可能とする。 【構成】 １００％出力照度標準信号を確立し、放電灯
の瞬時出力パラメータを測定し、標準信号の所定の割合
と該瞬時出力パラメータとを比較して誤差信号を発生
し、放電灯への出力波形の修正を行って、誤差信号を減
少させるように放電灯の照度レベルを変化させることに
より、並列に接続されている複数の放電灯の照度レベル
を、それらの放電灯のインピーダンス特性とは無関係に
一定に維持する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、放電灯の制御方法に関
し、より詳細には、放電灯の照度レベルを一定に維持す
る方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】放電灯の照度レベルを一定に維持する方
法としては、例えば、実開昭４９−９３６７４号に記載
されている方法が知られており、この方法では、放電灯
の、放電電流の変動に応じて、放電電流をほぼ一定に保
つように制御信号を、電気弁に発することにより、放電
灯の照度レベルを一定に維持している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】即ち、上記の従来方法
は、電流帰還を用いて所期の目的を達成している。
【０００４】本発明は、電流帰還を用いない、新規な方
法であって、使用される放電灯及び安定器のタイプ即ち
インピーダンス特性とは無関係に、放電灯の照度レベル
を一定に維持し得るものを提供することを目的としてい
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明によれば、並列に接続されている複数の放電
灯の照度レベルを、それらの放電灯のインピーダンス特
性とは無関係に一定に維持する方法であって、１００％
出力照度標準信号を確立し、該放電灯の瞬時出力パラメ
ータを測定し、該標準信号の所定の割合と該瞬時出力パ
ラメータとを比較して誤差信号を発生し、該放電灯への
出力波形の修正を行って、該誤差信号を減少させるよう
に該放電灯の照度レベルを変化させる、方法が提供され
る。
【０００６】
【実施例】図１を参照するに、そこには、米国特許第
４，３５０，９３５号に開示されている制御回路の殆ど
の要素を含む放電灯制御回路であって、本発明の方法が
適用され得るものが、一例としての誘導性の安定器及び
その安定器によって動作させられる放電灯と共に示され
ている。複数の並列接続された安定器及び放電灯が、設
けられ得る。あらゆる所望の電圧及び周波数（通常、２
７７Ｖ及び６０Ｈｚ）の在来の交流電力線が、回路入力
端子１０及び１１に接続される。
【０００７】直列スイッチング手段１２が設けられてお
り、この直列スイッチング手段は、ダイオード１３，１
４，１５及び１６を含む単相全波整流ブリッジと、この
ブリッジの直流端子間に接続されている高速スイッチン
グトランジスタ１７とからなっている。適切な制御回路
（図示せず）が、米国特許第４，３５０，９３５号に記
載されているように、トランジスタ１７のベース２０に
接続される。
【０００８】高速保護スイッチング手段である保護回路
２１が、トランジスタ１７の両端間に接続されており、
この保護回路は、放電灯がオンの間、サージ電流がトラ
ンジスタ１７を流れる虞がある場合にそのトランジスタ
を保護する。
【０００９】逆並列接続されている制御整流器３０及び
３１からなる分路スイッチング手段も設けられており、
それらの制御整流器は、誘導性の安定器３２に並列に接
続されている。安定器３２は、在来の安定器であってよ
く、当該制御回路で動作させられる、所望の数の、並列
接続された安定器のうちの１つである。図示されている
安定器は、二次巻線４１を有する一次巻線４０と、この
一次巻線に結合されるフィラメント電力巻線４２及び４
３とからなっている。コンデンサ４４が、図示のよう
に、巻線４１に直列に接続されている。安定器３２は、
２つの直列接続されている放電灯４５及び４６に接続さ
れている。放電灯４５及び４６は、所望されるならば、
商業的に入手可能なタイプの省エネルギ型蛍光灯であっ
てよい。他の放電灯も、使用され得る。
【００１０】フィラメント電力巻線４２は、放電灯４５
の上の方のフィラメントに接続されている一方、フィラ
メント電力巻線４３は、放電灯４５の下の方のフィラメ
ントと放電灯４６の上の方のフィラメントとに接続され
ている。放電灯４６の下の方のフィラメントは、巻線４
０の巻線タップ４７からの電圧によって加熱される。
【００１１】ここまでに記載した構造は、後述する抵抗
器５０を除いて、米国特許第４，３５０，９３５号のそ
れと本質的に同一である。トランジスタ１７は、図３に
示されているように、電圧波形にノッチを形成すべく、
各半波において、時点ｔ1 でターンオフし、時点ｔ2 で
ターンオンするように制御される。時点ｔ1 とｔ2 との
間のノッチの間の安定器エネルギの放出を可能にするた
め、適切な制御整流器３０又は３１がオンされ、もっ
て、安定器からの放電電流が、流れ得るようになる。例
えば、端子１０が端子１１に対して正であるところの半
波の間、制御整流器３０は、トランジスタ１７がターン
オフすると、ターンオンする。ここで、用語「ノッチ」
は、本明細書においては、図３〜図５に示されているよ
うな、安定器に印加される電圧波形における切欠き部分
であって、電圧の隣接するゼロ交差点の、これらを含ま
ない間に配置されるものをいうものとする。
【００１２】ところで、ノッチの外側のいずれかの期間
の間に、もし制御整流器３０がターンオンすると、端子
１０から、トランジスタ１７、制御整流器３０を通り、
端子１１への短絡回路が、出現する。この短絡回路は、
トランジスタ１７のひどい損傷又は破壊をもたらし得
る。そこで、意図的な電流制限インピーダンスが、制御
整流器３０及び３１からなる分路スイッチング手段に直
列に設けられている。図１においては、その電流制限イ
ンピーダンスは、抵抗器５０として、その最も簡単な形
で示されている。これにより、トランジスタ１７と、制
御整流器３０，３１の一方とを通る電流の「突き抜け」
を引き起こすスプリアス制御信号があったとしても、電
流はインピーダンス５０によって制限される。このよう
にして、半波の間にトランジスタ１７を通る最大電流を
制限することにより、トランジスタ１７は保護される。
【００１３】本発明の方法が適用され得る、第２の放電
灯制御回路の好適な例が、図２に示されている。図２に
おいては、電流制限インピーダンスは、コンデンサ７３
である。コンデンサ７３は、後述するように、安定器に
印加される電圧の実効値を増大させるためにも使用され
ている。
【００１４】図２において、図１に示されている要素と
同様の要素には、同一の参照符号を付してある。先ず、
直列スイッチング手段１２が、設けられている。図２に
おいて、直列スイッチング手段１２は、逆並列接続され
た制御整流器６０及び６１からなっている。他の制御可
能な導電性装置も使用され得る。制御整流器６０及び６
１のゲートは、適切な制御回路６２からもたらされるパ
ルスによって動作させられる。
【００１５】図２には、制御整流器３０及び３１を含む
分路スイッチング手段が設けられているが、それらの制
御整流器に代えて、所望されている、他のいずれのタイ
プの制御可能な導電性装置が用いられてもよい。制御整
流器３０及び３１は、コイル６３及び６４、並びにダイ
オード６５及び６６にそれぞれ直列に接続されている。
コイル６３及び６４は、９０マイクロヘンリーの空心コ
イルであってよい。ダイオード６５及び６６は、制御整
流器３０及び３１の極性と同じ極性をそれぞれ有するよ
うにされているということに、注意すべきである。制御
整流器３０及び３１の点弧を制御するための制御回路７
１が、設けられている。抵抗器６７及び６８と、それぞ
れ直列に接続されているコンデンサ６９及び７０とから
なるスナッバ回路が、制御整流器３０及び３１にそれぞ
れ並列に接続されている。コイル６３及び６４は、制御
整流器３０及び３１のスナッバ回路にインダクタンスを
提供すると共に、それぞれのノッチの開始時に制御整流
器６０及び６１をターンオフするのに必要なインダクタ
ンスを転流回路に提供する。
【００１６】コンデンサ７３は、分路スイッチ回路に直
列に接続されているエネルギ分流・電流制限要素であ
り、これらの直列に接続されている分路スイッチ回路及
びコンデンサ７３は、種々の安定器に並列に接続され
る。コンデンサ７３は、抵抗性、誘導性、容量性又は能
動部品を、単独で、又はそれらを種々に組み合わせたも
ので置き換えられ得る。抵抗性、誘導性及び容量性部品
又はこれらの組合せは、線形であっても、非線形であっ
てもよい。能動部品は、２端子もしくは３端子装置、半
導体装置又はアーク放電装置等であってよい。通常、ブ
レークオーバ半導体ダイオードが、能動部品として使用
され得る。電流制限・分流器構造体は、直列スイッチン
グ手段１２の両端間に接続されてもよく、この場合に
は、分路スイッチング手段が除去され得るということに
注意されたい。
【００１７】図２に示されている制御回路の出力は、図
１に示されている安定器３２と同一のものであってよい
安定器に適切に接続される。
【００１８】転流コンデンサ８０が、端子１０と、ダイ
オード６５及び制御整流器３０の接続点との間に接続さ
れており、そして、転流コンデンサ８１が、端子１０
と、ダイオード６６及び制御整流器３１の接続点との間
に接続されている。在来の入力フィルタコンデンサ８２
が、端子１０及び１１の間に接続されている。
【００１９】図２に示されている回路の構成は、電流を
制限する。何故ならば、制御整流器３０，３１，６０及
び６１に与えられるスプリアス制御信号によって生じ得
るあらゆる電路と、コンデンサ７３のインピーダンスと
が、直列であるからである。同様に、制御整流器が誤っ
て点弧した場合には、コイル６３及び６４が、コンデン
サ８０，８１及び７３を含む回路内の電流を制限する。
従って、当該回路は、本来的に非常に堅固である。
【００２０】以下、図４、図５、及び図６（ａ）〜
（ｆ）を参照して、図２に示されている回路の動作につ
いて説明する。制御回路６２及び７１から制御整流器３
０及び３１，６０及び６１に与えられる制御信号が、図
６（ｂ）に示されている線間電圧及び図６（ｃ）に示さ
れている所望のノッチ幅に対して、図６（ｄ），（ｅ）
及び（ｆ）に示されている。
【００２１】図６（ｃ）に示されているノッチ信号は、
時点ｔ1 で発生させられ、時点ｔ2で消滅させられるも
のであり、この結果、ノッチ幅は、ｔ2 からｔ1 を引い
たものになる。ノッチ生成回路（ノッチ幅制御回路）に
ついては、図９を参照して後述する。正の半波の間、図
６（ｅ）に示されているように、ノッチ期間の開始の瞬
間に、点弧パルスが制御整流器３０に与えられる。図６
（ｄ）に示されているように、僅かな遅延ｔD の後、制
御整流器６１は、オフされる。その後、制御整流器６１
は、時点ｔ2 で再びオンされる。負の半波の間、図６
（ｆ）に示されているように、制御整流器３１は、時点
ｔ2 におけるノッチの開始時にオンになると共に、制御
整流器６０は、僅かな遅延の後にオフとなり、ノッチの
終了時に再びオンする。
【００２２】図４は、あるノッチ状態のための安定器入
力電圧を示しており、このノッチ状態においては、ノッ
チは、半波の比較的早い時期に開始すると共に、ノッチ
の幅は、出力光の比較的少ない減光、例えば全照度の９
５％までの減光を得るため、比較的狭い。全照度におい
ては、ノッチは除去され得るということに注意された
い。
【００２３】ノッチの間、電圧が、各半波におけるゼロ
を通り越して変化していることに注意されたい。これ
は、負荷のインダクタンスに蓄えられていたエネルギ
が、ダイオード６５及び制御整流器３０又はダイオード
６６及び制御整流器３１を介して伝達される際に、コン
デンサ７３が、逆の極性になるからである。同時に、転
流コンデンサ８０又は８１が、次のノッチの間の転流動
作に備えて正しく充電される。ゼロを通り越して電圧が
変化することにより、安定器に印加される実効電圧は、
ノッチの間の電圧がゼロにクランプされる（図３参照）
ところの回路におけるよりも、著しく高くなる。
【００２４】その詳細は後述するところの調整即ち調光
を得るため、ノッチは、図５に示されているように、徐
々にその幅を広げられると共に、徐々に右方に移動させ
られる。図５に示されている状態においては、放電灯の
減光は、全照度の約５０％である。安定器を流れる負荷
電流の負荷電流波形であって、図５に示されている調整
状態用のものが、図６（ａ）に示されている。
【００２５】以下、図２に示されている回路の動作につ
いて、詳細に説明する。
【００２６】端子１０が正になる直前においては、コン
デンサ８０は、図示のように正に充電されている。コン
デンサ８０は、直前の半サイクルにおいて、ダイオード
６５を介して充電されたのである。制御回路６２は、線
間電圧が正になるときに制御整流器６１を導通させ、そ
して、図６（ｃ）における時点ｔ1 であって、入力電圧
波形にノッチが配置されるべきところのものまで、エネ
ルギが、負荷から安定器に移動し始める。この瞬間、制
御整流器３０が、制御回路７１によって点弧される。す
ると、コンデンサ８０が、制御整流器３０と順方向に導
通している制御整流器６１とを含む閉回路を介して放電
する。放電電流は、制御整流器６１の順方向電流の方向
を変え、制御整流器６１を即座にターンオフさせる。
【００２７】負荷インダクタンスに蓄えられていたエネ
ルギがコンデンサ７３に移動するため、ノッチの開始時
における出力電圧波形は、ゼロを通り越して変化する。
同時に、コンデンサ８１は、負の半サイクルの間で制御
整流器３１が点弧された際に制御整流器６０をオフさせ
得る状態に充電される。
【００２８】図２に示されている回路を正しく動作させ
るための、容量性分流器としてのコンデンサ７３は、コ
ンデンサ８０及び８１のインピーダンスと比較して、低
いインピーダンスを好適に有している。コンデンサ７３
に２５マイクロファラッド、４４０ボルトの油入コンデ
ンサを用い、コンデンサ８０及び８１に１マイクロファ
ラッド、８００ボルトの油入コンデンサを用いたとき
に、好結果が得られた。
【００２９】安定器に印加される電圧の実効値の増大に
起因する、図２に示されている回路の予期しなかった利
点は、その回路が、標準型の放電灯は勿論のこと、省エ
ネルギ型の放電灯である放電灯４５及び４６（図１）の
フィラメントを、非常に低い最低設定値で動作させるこ
とができるということである。例えば、省エネルギ型放
電灯においては、出力光を著しく低下させることが困難
であった。何故ならば、フィラメント電圧の低下は、省
エネルギ型放電灯の寿命を短くするからである。しかし
ながら、図２に示されている回路においては、省エネル
ギ型放電灯は、寿命を短くすることなく、４０％まで減
光させられ得る。なお、米国特許第４，３５０，９３５
号に開示されている回路では、省エネルギ型放電灯は、
７０％未満には減光され得なかった。
【００３０】この改善は、ノッチ電圧がゼロを通り越し
て変化するため、安定器に印加される電圧が、米国特許
第４，３５０，９３５号に開示されている回路であっ
て、ノッチ電圧がゼロにクランプされるところのものに
おけるよりも高い実効値を有するために得られたものと
考えられる。
【００３１】また、図２の回路は、追従に関する問題を
生ずることなく、各半波内の９０°の位置の近傍に、ノ
ッチの位置を維持することを可能にする。ノッチの位置
が９０°に接近すると、ノッチの幅は、より狭くなり
得、もって、実効電圧は、より高くなる。
【００３２】この改善も、図４及び図５に示されている
ノッチを、後述する放電灯の追従を狂わすことなく、半
波内のより右方に移動させることが可能であるという、
ノッチの位置及び幅のより良好な制御に、ある程度、起
因している。
【００３３】即ち、図２に示されている回路によれば、
ノッチの位置は、非調整状態では半波内のほぼ８０°の
位置となり得、次いで、放電灯電力が小さくなる方向に
調整されるにつれて、右方に移動し得る。これに対し、
米国特許第４，３５０，９３５号に開示されている回路
においては、図３に示されているように、ノッチは、適
切な追従をもたらすべく、スタート状態では約６５°に
位置させられている。もし米国特許第４，３５０，９３
５号に開示されている回路においてノッチが８０°から
スタートするならば、調光中にいくつかの放電灯は消え
る一方、残りの放電灯は非常に明るくなるであろう。こ
の追従に関する問題点は、図２に示されている回路には
存在しないので、ノッチの開始位置が約８０°となり
得、この結果、実効値が全範囲に亘って増大する。
【００３４】ノッチの幅及び位置を調整するための、好
適な調節・追従シーケンスは、次の通りである。
【００３５】ノッチは、全光強度の９５％に対しては、
半波内のほぼ４５°で開始する。全光強度の７５％以下
に光強度を低下させるため、ノッチの開始位置が右方に
移動させられると共に、全光強度の約３０％（省エネル
ギ型放電灯の場合）までの減光が得られるまで、ノッチ
の幅は、ノッチが右方に移動するにつれて広げられる。
この時、ノッチは、半サイクル内の約８０°で開始す
る。
【００３６】このシーケンスを用いることにより、フィ
ラメント電圧が最低の設定値で最適化され得ると共に、
最小の分流コンデンサが使用され得るということが、見
出されている。一般に、より小さいコンデンサは、所定
のノッチの位置及び幅のための、より高い実効安定器入
力電圧を生成する。従って、分流コンデンサの最小の値
は、フィラメント電圧を最高にするのに望ましい。
【００３７】図２に示されている回路は、良好な自動負
荷調整をもたらすべく動作する。自動負荷調整とは、制
御回路に接続されている放電灯の数とは無関係に照度レ
ベルを一定に維持し、且つ、接続されている放電灯の数
とは無関係にフィラメント電圧を十分に高く保持するこ
とを言う。
【００３８】図２に示されている回路は、自動負荷調整
に関し、極めて良好に動作する。何故ならば、安定器入
力電圧の波形の実効値が、当該回路に接続される放電灯
の数が多いか少ないかによって著しく変わることがない
からである。これは、ノッチの間に安定器インダクタン
スから取り出されるエネルギの量と、その間にそのエネ
ルギが消耗され得るところの時間との間の、２つの補償
因子によって起こるものと考えられる。最大数の放電灯
（例えば９０個）が本発明の回路に接続されている場合
には、より多いエネルギが分流されなければならない
が、等価負荷抵抗及び等価安定器インダクタンスがより
小さいので、安定器からのエネルギは、最も速い速度で
消耗される。最小数の放電灯（例えば１０個）が接続さ
れている場合には、より少ないエネルギが得られるが、
消耗速度はそれに対応して遅くなる。この結果、安定器
への入力電圧における実効電圧は、図２に示されている
回路によって駆動される放電灯の数とは無関係に、本質
的に同一のままである。
【００３９】図２に示されている回路の良好な調整特性
の１つの有利な結果は、分流コンデンサの値が厳密でな
くてもよいということである。従って、図２中のコンデ
ンサ７３は、比較的廉価なコンデンサであってよい。
【００４０】タイミング回路即ち制御回路６２及び７１
が、減光曲線全体に亘ってノッチが放電灯アーク電圧の
中央に保持されるようなものであるときに、良好な結果
が、図２に示されている回路によって得られている。こ
れは、最高フィラメント電圧及び最低放電灯ピークアー
ク電圧を生成する。
【００４１】図７を参照するに、そこには、本発明の方
法を実施するための、自動ローエンド設定回路が示され
ており、この本発明に係る自動ローエンド設定回路は、
制御回路６２及び７１の動作と関連して、特に、図６
（ｃ）に示されているノッチ信号の位置及び持続時間を
調節すべく、図２に示されている回路と共に使用され得
る。光をより効率的に生成すべく設計されている放電灯
及び安定器であって、先に省エネルギ型放電灯及び安定
器として言及したものは、商業的に入手可能である。
【００４２】省エネルギ型の製品の減光曲線は、標準型
の放電灯（特に蛍光灯）及び安定器のそれとは異なるこ
とが見出されている。
【００４３】図７に示されている、本発明に係る回路
は、装置を自動的に較正し、もって、特定のローエンド
又は他のいずれかの特定の設定即ち減光が、使用される
放電灯及び安定器のタイプとは無関係に維持される。図
７に示されている回路は、蛍光灯と関連して示されてい
るが、この回路の動作はいずれの光源にも適用され得る
ということに注意されたい。
【００４４】図７において、実効電圧検出回路が、計器
用変圧器１００で構成されており、この計器用変圧器
は、安定器入力電圧に接続されている一次巻線と、単相
全波整流ブリッジ１０２に接続されている二次巻線１０
１とを有している。出力抵抗器１０３が、ブリッジ１０
２の直流出力端子間に接続されていると共に、ダイオー
ド１０４及び抵抗器１０５が、ブリッジ１０２の正出力
端子に接続されている。コンデンサ１０６、抵抗器１０
７及びコンデンサ１０８も、設けられている。ここまで
に述べた図７中の要素は、実効負荷電圧検出器として機
能する。従って、抵抗器１０７とコンデンサ１０８との
接続点における電圧は、図７中の安定器入力電圧端子１
０９及び１１０における実効電圧に比例する。
【００４５】抵抗器１０７とコンデンサ１０８との接続
点における出力は、換算係数補正回路１１１を介して誤
差増幅器１１２に接続されている。なお、その出力は、
誤差増幅器１１２に直接接続されてもよい。
【００４６】誤差増幅器１１２への他の入力は、抵抗器
１１３から取り出され、この抵抗器は、容易に調節され
得る電圧標準を規定すべく、図示のように、適切な制御
電圧源に接続されている。
【００４７】誤差増幅器１１２の誤差信号出力は、適切
なノッチ幅制御回路に接続されており、このノッチ幅制
御回路は、図６（ｃ）に示されているノッチ信号であっ
て、誤差増幅器１１２の出力に応じて修正されるものを
生成すべく動作する。ノッチ幅制御回路については、図
９及び１１図を参照して後述する。
【００４８】図７に示されている、本発明に係る回路
は、廉価な回路であり、しかも、たとえ、実際の負荷電
流が測定されず、ただ単に安定器入力電圧が測定される
だけであっても、正確である。更に、図７に示されてい
る回路は、線間電圧の補償を本来的に行い、もって、線
間電圧補償用の別個の回路が、不必要となる。
【００４９】換算係数補正回路１１１は、励弧されつつ
ある多数の放電灯に対する回路動作であって、全負荷電
流の関数であるものを補正することが所望される場合に
使用され得る。この換算係数補正回路は、軽負荷におい
て、標準型放電灯と比較した場合に、省エネルギ型放電
灯によって必要とされる僅かな補正をも行う。換算係数
補正回路１１１は、負荷電流の大きさに応じて利得が変
化するところの簡単な可変利得増幅器であってよい。
【００５０】図８は、本発明を実施するための、自動ロ
ーエンド設定回路の第２の実施例を、ブロック図の形で
示している。図８に示されている実施例においては、装
置を制御する入力信号は、変流器に与えられる全負荷電
流からもたらされる。変流器１２０の出力は、適切な実
効電流検出回路１２１に与えられる。この実効電流検出
回路の出力は、適切な記憶回路１２２に与えられ、この
記憶回路は、測定の瞬間における全負荷電流の１００％
値についての信号を記憶する。記憶回路１２２は、例え
ば、ディジタルカウンタである。実効電流検出回路１２
１の出力は、演算増幅器１２３にも与えられる。
【００５１】利得設定変更可能化回路１２４も、記憶回
路１２２に接続されており、この利得設定変更可能化回
路は、図２中の誘導性安定器への電圧中にノッチが無い
状態（全光強度）の間に動作可能である。
【００５２】記憶回路１２２の出力は、利得設定回路１
２５に接続されており、この利得設定回路は、記憶回路
１２２に記憶されている１００％値に応じて、演算増幅
器１２３の利得を調節する。そして、全負荷電流が変化
すると、演算増幅器１２３への入力実効電流も変化し、
もって、調節可能な抵抗器１２７で設定されている標準
値に対する、誤差増幅器１２６への出力信号が生成され
る。増幅された出力誤差信号は、後述するノッチ幅制御
回路であって、図７に示されているものと同じものに与
えられる。
【００５３】安定器への電圧にノッチが存在しないとき
に負荷がオフされた後の、起動状態又は再起動状態の
間、図８に示されている回路は、全負荷電流の値を記憶
回路に記憶している。この値は、電圧Ｖｘが、１００％
の照明出力を指示する値に到達するよう、演算増幅器１
２３の利得を決定する。後に減光が行われると、演算増
幅器１２３の利得は固定され、Ｖｘは、全負荷電流のパ
ーセンテージに比例する。この出力は誤差増幅器１２６
に与えられ、閉ループシステムが、ノッチの幅を適切に
調節することにより、全負荷電流のパーセンテージを、
所望の設定値に保持する。
【００５４】図９は、図２に示されている直列スイッチ
ング手段及び分路スイッチング手段を制御するための回
路であって、図６（ｃ）に示されているノッチ信号を生
成すべく使用され得るものを示している。
【００５５】図９を参照するに、そこには、交流制御電
圧が示されており、この交流制御電圧は、フィルタ抵抗
器１４０及びフィルタコンデンサ１４１を介し、単相全
波整流ブリッジ１４２の交流端子に印加されている。ブ
リッジ１４２の出力電圧は、図示のように、コンデンサ
１４３及び１４４、並びに抵抗器１４５に接続されてい
る。ダイオード１４６が、図示のように、抵抗器１４５
の両端間に接続されている。抵抗器１４５とコンデンサ
１４４との接続点は、コンパレータ１５０の正入力に接
続されており、このコンパレータは、ＬＭ３３９型コン
パレータであってよい。
【００５６】コンパレータ１５０の負入力及びコンパレ
ータ１５１の正入力は、基準電圧源、抵抗器１５３、抵
抗器１５４及びコンデンサ１５５を含む基準回路内の抵
抗器１５２に接続されている。なお、コンパレータ１５
０とコンパレータ１５１とは、同一の種類のコンパレー
タである。図７中の誤差増幅器１１２及び図８中の誤差
増幅器１２６のような誤差増幅器の出力が、図９中の抵
抗器１６０を介して、コンパレータ１５１の正入力端子
及びコンパレータ１５０の負入力端子に与えられ得る。
コンパレータ１５０及び１５１の出力は、共に、１０ボ
ルト電源に接続されている抵抗器１６１に接続されてい
る。
【００５７】図９に示されている回路は、簡単な２相移
相回路である。図９に示されている地点Ａ及びＢにおけ
る電圧は、共通の時間軸上に重ね合わされている、移相
された電圧として、図１０に示されている。地点Ａ及び
Ｂにおける電圧は、破線で示されている誤差増幅器の出
力のレベルに対して変動しているが、これらは、回路の
不安定さにより、及び、照明用電源と同じ線路上の空調
機用コンプレッサ又は他のモータによって生ずる大きな
突入電流のような因子により、変化し又は跳躍する可能
性がある。しかしながら、図９に示されている回路は、
地点Ａにおける電圧のスロープが誤差増幅器の出力と交
差したときに開始し、地点Ｂにおける電圧のスロープが
誤差増幅器の出力と交差したときに終了するノッチ信号
を生成する。従って、所望の持続時間及び位置のノッチ
信号が、地点Ａ及びＢにおける電圧の位相関係及び大き
さを制御することにより、且つ誤差増幅器の出力又は他
の基準電圧出力のレベルを制御することにより、簡単に
生成される。もしノッチの幅を広げることが望まれるな
らば、誤差増幅器の出力又は基準信号の平均レベルを高
くするだけでよい。この平均レベルの上昇は、ノッチ信
号を徐々に右方に移動させる。
【００５８】図９に示されている回路は、エネルギ管理
システム、時計、光センサ、占有検出器等から得られる
種々の制御入力を用い得る。これらの制御入力は、ポテ
ンショメータ１５３に代えて、あるいはそれに加えて、
図９中の抵抗器１５２とコンデンサ１５５との接続点に
接続されよう。
【００５９】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、電流帰
還を用いることなく、使用される放電灯及び安定器のタ
イプ即ちインピーダンス特性とは無関係に、放電灯の照
度レベルが一定に維持され得るという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用される放電灯制御回路の第１の例
を示す回路図である。
【図２】本発明が適用される放電灯制御回路の第２の例
を示す回路図である。
【図３】図１に示されている回路についての、時間の関
数としての安定器入力電圧を示す図である。
【図４】強照明状態における、図２に示されている回路
についての、時間の関数としての安定器入力電圧を示す
図である。
【図５】図４と同様の図であって、より減光した位置に
移動させられたノッチを示す図である。
【図６】タイミングを示す図であって、（ａ）は、図５
の減光状態における、図２に示されている回路の負荷電
流を示し、（ｂ）〜（ｆ）は、図２に示されている制御
整流器への点弧信号のタイミングを示すものである。
【図７】本発明の方法を実施するための、自動ローエン
ド設定回路の第１の実施例を示す回路図である。
【図８】本発明の方法を実施するための、自動ローエン
ド設定回路の第２の実施例を示す回路図である。
【図９】図６（ｄ）に示されているノッチ信号を発生す
るための回路を示す回路図である。
【図１０】図９に示されている回路で使用される、時間
の関数としての移相された電圧と、生成されるノッチ信
号とを示す図である。
【符号の説明】
１２ 直列スイッチング手段 ２１ 保護回路 ３２ 安定器 ４５ 放電灯 ４６ 放電灯 ６２ 制御回路 ７１ 制御回路 １００ 計器用変圧器 １１２ 誤差増幅器 １２３ 演算増幅器 １２６ 誤差増幅器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 デニス・ケープウエル アメリカ合衆国ペンシルベニア州、イース トン、チャーチ・ロード3659 (72)発明者 デビッド・ジー・ルチヤーコ アメリカ合衆国ペンシルベニア州マカンジ ー、ヒーサー・サークル・イースト66

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 並列に接続されている複数の放電灯の照
    度レベルを、それらの放電灯のインピーダンス特性とは
    無関係に一定に維持する方法であって、 １００％出力照度標準信号を確立し、 該放電灯の瞬時出力パラメータを測定し、 該標準信号の所定の割合と該瞬時出力パラメータとを比
    較して誤差信号を発生し、 該放電灯への出力波形の修正を行って、該誤差信号を減
    少させるように該放電灯の照度レベルを変化させる、方
    法。
  2. 【請求項２】 前記瞬時出力パラメータが、前記放電灯
    に印加される実効電圧である請求項１の方法。
  3. 【請求項３】 前記瞬時出力パラメータが、実効負荷電
    流である請求項１の方法。
  4. 【請求項４】 前記放電灯が、標準型蛍光灯又は省エネ
    ルギ型蛍光灯である請求項１の方法。
  5. 【請求項５】 前記出力波形の修正が、交流波形の各半
    波内のノッチの幅を変化させることからなる請求項１の
    方法。
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