JPH0337391B2 - - Google Patents

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JPH0337391B2
JPH0337391B2 JP57224049A JP22404982A JPH0337391B2 JP H0337391 B2 JPH0337391 B2 JP H0337391B2 JP 57224049 A JP57224049 A JP 57224049A JP 22404982 A JP22404982 A JP 22404982A JP H0337391 B2 JPH0337391 B2 JP H0337391B2
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JP
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voltage
signal
capacitor
circuit
transistor
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JP57224049A
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JPS58108967A (ja
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Jei Nesuraa Jon
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Raytheon Co
Original Assignee
Hughes Aircraft Co
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Publication date
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Publication of JPH0337391B2 publication Critical patent/JPH0337391B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0826—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in bipolar transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
    • H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
    • H02H7/122—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for inverters, i.e. DC/AC converters
    • H02H7/1227—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for inverters, i.e. DC/AC converters responsive to abnormalities in the output circuit, e.g. short circuit

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  • Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
  • Control Of Eletrric Generators (AREA)
  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はスイツチングレギユレータに係り、
特に、その過電流に対する保護回路に関する。
従来、電源装置の日常点検、保守に際して、そ
の出力が接地端に短絡されてしまう場合がある。
このことは、Switching and Linear Power
Supply Design（by the Hayden Book
Company，1977，PP183〜185）にも記載されて
いる。負荷回路のブレークダウン時や誤動作時
に、過負荷電流が生じることがある。ほとんどの
過負荷電流は一時的なものであるが、これによつ
て電源が影響を受けないことが好ましい。この理
由により、過電流保護回路が使われているが、あ
る程度の効果が得られている。
従来の過電流保護回路は出力端が接地端に短絡
されるときに、リニアモード直列回路素子の電力
消費を保護することを第１の目的とする。このよ
うに従来の保護回路は電源の出力端の短絡を防ぐ
ことを主目的としているが、この回路は、定格最
大負荷電流以上のわずかな過電流に対しても有効
である。
前述の文献による保護回路は２つの動作モー
ド、すなわち、定電流モードと電流ホールドバツ
クモードを有する。定電流保護モードでは、出力
電流が定格最大負荷電流以上になると、出力電流
は一定に保たれる。電流ホールドバツクモードで
は、所定の電流値までは出力電圧は定格以下の一
定値に保たれる。電流値がこの所定値以上になる
と、出力電圧と出力電流はホールドバツクライン
に沿つて折り返えされ始める。
リニアシリーズレギユレータについては、電流
ホールドバツクモードの方が定電流モードより好
ましい。しかしながら、両モードともスイツチン
グレギユレータには直接は適用できない。スイツ
チングレギユレータについての従来の過電流保護
回路はリニアレギユレータについての保護回路の
変形例であり、スイツチングインダクタのコアの
リニアセツトに基づいている。これは、高価であ
るとともに実現が困難である。
さらに、従来の過電流保護回路を有するヒステ
リシスタイプのスイツチングレギユレータ（非ク
ロツク同期）のスイツチング周波数は過負荷抵抗
の値に応じている。スイツチング周波数は臨界過
負荷抵抗に対しては最も高く、短絡されたときは
最も低い。ここでは、臨海過負荷抵抗は、過電流
保護回路のしきい値を設定する負荷抵抗値よりも
少し低い抵抗値として定義される。
この臨界過負荷抵抗とのとき得られる高いスイ
ツチング周波数は、通常、トランジスタスイツチ
とフライバツクダイオードの両者のスイツチング
周波数よりも高い。そのため、短絡時と同様臨界
負荷抵抗時も含む全ての過負荷抵抗値に対して最
も高く、かつ、一定の安全なスイツチング周波数
の電源が望まれている。
さらに、ソフトスタートとソフトターンオフ特
性を持つた電源が望ましい。ソフトスタートは負
荷が非常に高い過渡的なスタート電流を必要とす
る場合に、特に必要である。このような過渡的な
高スタート電流が要求される負荷としては、キヤ
パシタ、モータや白熱電球がある。ソフトターン
オフは安定化されていない電源がオフされる場合
に、特に要求される。スイツチングレギユレータ
は電圧降下を検出して、これを補償するためにス
イツチングエトランジスタへより多くの電流を流
す。ここで、安定化されていない電源は入力フイ
ルタのキヤパシタのゆつくりした放電により低下
される。その結果、スイツチングトランジスタに
はオンされるには充分であるが飽和されないよう
なバイアスが印加される。このとき、能動領域に
あるスイツチングトランジスタには、非常に高電
流が流れる。そのため、ソフトターンオフ特性が
ないと、スイツチングトランジスタにハザードが
生じる。
この発明は上述した事情に対処すべくなされた
もので、その目的はソフトスタートとソフトター
ンオフ機能を有するスイツチングレギユレータの
過電流保護回路を提供することである。この発明
によれば、スイツチングレギユレータのスイツチ
ングトランジスタを流れる電流を検出する第１の
回路と、スイツチングトランジスタを流れる電流
が所定値以上のときはスイツチングトランジスタ
をオフする回路に制御信号を供給する第２の回路
とが設けられる。
この発明の一実施例によれば、過負荷電流を検
出できるようにバイアスされたトランジスタを有
する電流発生器により過負荷電流が検出される。
この検出手段は抵抗を有していて、この抵抗の両
端間の電圧が過負荷電流検出器に入力される。過
負荷電流検出トランジスタから発生された電流は
接地レベルが基準レベルとされているRC積分回
路に電圧を発生させる。この電圧が振幅比較器に
より基準電圧と比較される。振幅比較器の出力信
号はスイツチングレギユレータのスイツチングト
ランジスタのベース駆動回路に供給される。
以下、図面を参照してこの発明によるスイツチ
ングレギユレータの一実施例を説明する。第１図
は第１実施例の回路図である。過電流保護回路１
０を破線のブロツクで示す。スイツチングトラン
ジスタＱ１１にベース駆動回路１４が接続され
る。スイツチングトランジスタＱ１１は抵抗Ｒ１
２を介して安定化されていない入力電源VLに接
続され、インダクタＬ１１を介して出力端VOに
接続される。出力端VOは負荷に接続される。フ
ライバツクダイオードCR１１がスイツチングト
ランジスタＱ１１とインダクタＬ１１の接続点と
接地端の間に接続される。電圧センス回路１６が
出力端VOに接続され、出力電圧がモニタされ
る。電圧センス回路１６の出力がベース駆動回路
１４を駆動するヒステリシス型電圧比較器１８に
供給される。
ベース駆動回路１４、電圧センス回路１６と電
圧比較器１８はスイツチングレギユレータの一般
的な構成要素であることを強調するためにブロツ
ク図として示す。これらの詳細はこの発明を理解
する上で不必要であるので省略する。これらの部
分の公知例としては、米国特許第3294981号
（Bose）、同第3772588号（Kelly et al）、同
3931567号（Kosteck）、同第4034280号（Cronin
et al）、前述の著書のPP235〜321等がある。
過電流保護回路１０において、入力電源VLと
スイツチングトランジスタＱ１１のエミツタの間
に、抵抗Ｒ１２が接続される。振幅比較トランジ
スタＱ１は接地レベルより浮いている。トランジ
スタＱ１のベースはローパスフイルタＲ１，Ｃ１
を介してスイツチングトランジスタＱ１１のエミ
ツタに接続される。抵抗Ｒ１２の両端間の電圧は
ローパスフイルタＲ１，Ｃ１を介してトランジス
タＱ１に力されているので、抵抗Ｒ１２は電流検
出抵抗として働く。
スイツチングトランジスタＱ１１のエミツタと
トランジスタＱ１のベースの間に抵抗Ｒ１が接続
され、トランジスタＱ１のベース・エミツタ間に
キヤパシタＣ１が接続される。このように、抵抗
Ｒ１とキヤパシタＣ１はローパスフイルタを構成
する。ローパスフイルタはトランジスタＱ１のベ
ースから大振幅の信号を取り除く。スイツチング
トランジスタＱ１１がオンするとき、ダイオード
CR１１を介して接地へ流れる電流によつて瞬時
（ナノセカンド単位）の電圧スパイクスが抵抗Ｒ
１２の両端間に発生する。ダイオードCR１１は
フアストリカバリダイオードであるが、非常に短
かい回復時間を要する。この回復時間内は、ダイ
オードCR１１はスイツチングトランジスタＱ１
１を介して接地へ電流を流す導通モードである。
ダイオードCR１１の回復期間中あたかも短絡し
ているかの如くダイオードCR１１を電流が流れ
る。ローパスフイルタＣ１，Ｒ１はこれらのダイ
オードの回復電流スパイクスが過電流振幅検出器
（電流発生器）Ｑ１を誤まつてトリガすることを
防ぐ。後に示す表の素子を用いると、ローパスフ
イルタのRC時定数は約1μsになる。このように、
ローパスフイルタは過電流保護回路１０の固有の
応答時間をほとんど遅らせない。
トランジスタＱ１が線形動作のときの寄生発振
を抑制するために、トランジスタＱ１のコレクタ
に抵抗Ｒ２が接続される。トランジスタＱ１はフ
ローテイング過電流検出器であるとともに、電流
発生器である。トランジスタＱ１は過負荷電流が
ないときはオフであり、過負荷電流がスイツチン
グトランジスタＱ１１を流れるときはリニアモー
ドである。過電流が検出されると、トランジスタ
Ｑ１のベース電圧は線形的に上昇し、トランジス
タＱ１が能動領域になる。その結果、トランジス
タＱ１のコレクタ電流も同様に線形的に増加す
る。詳しく言うと、トランジスタＱ１を流れるコ
レクタ電流はコレクタがカツトオフ領域以外では
非線形である。しかしながら、実用上はトランジ
スタＱ１のコレクタ電流は疑似線形増加関数とみ
なせる。
キヤパシタＣ２がトランジスタＱ１のコレクタ
に接続され、トランジスタＱ１からの電流を接地
電位と比較して検出する。キヤパシタＣ２の両端
間の電圧降下はコンパレーターＵ１１、抵抗Ｒ１
３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８、
キヤパシタＣ１１からなる比較回路の一方入力端
に供給される。抵抗Ｒ１５とＲ１７は比較回路の
しきい値を設定する。キヤパシタＣ１１はコンパ
レータＵ１１の２つの基準レベル差（ヒステリシ
ス）による影響を最小にするためのローパスフイ
ルタとなる。抵抗Ｒ１４はコンパレータＵ１１の
ヒステリシス、すなわち、上側しきい値UTと下
側しきい値LTを決定する。抵抗Ｒ１３はコンパ
レータＵ１１の出力端と電圧比較回路１８の入力
端の間のWired−ORゲートのためのプルアツプ
抵抗である。
キヤパシタＣ２の電圧降下は抵抗Ｒ１６，Ｒ１
８からなる分圧器を介してコンパレータＵ１１に
入力される。抵抗Ｒ１６，Ｒ１８はキヤパシタＣ
２の放電路でもある。その結果、キヤパシタＣ２
の電圧低下の際の時定数は、抵抗Ｒ１６，Ｒ１８
の並列抵抗値とキヤパシタＣ２の容量との積であ
る。キヤパシタＣ２はトランジスタＱ１からのラ
ンプ電流を積分することにより迅速に充電され、
抵抗Ｒ１６，Ｒ１８を介してゆつくり放電され
る。
キヤパシタＣ２はトランジスタＱ１からの線形
コレクタランプ電流を積分する。コンパレータＵ
１１はキヤパシタＣ２の電圧降下が定常値を越え
コンパレータＵ１１の上側しきい値UTに達する
と出力が反転する。コンパレータＵ１１が反転す
ると、Wired−ORゲートを介してベース駆動回
路１４に制御信号が供給され、スイツチングトラ
ンジスタＱ１１はオフされる。この後、キヤパシ
タＣ１が0.2〜0.4V位放電されると、すぐに、ト
ランジスタＱ１がオフされる。この間は約1μsで
ある。トランジスタＱ１１とＱ１はキヤパシタＣ
２の電圧が0.5V（この値は後に示す表の素子にお
けるコンパレータＵ１１のヒステリシスである）
に低下するまでオフされ続ける。キヤパシタＣ２
の充放電とコンパレータＵ１１のヒステリシスは
どんな過負荷状態においてもスイツチングレギユ
レータの周波数とデユーテイサイクルを設定する
ための緩和発振器を構成する。
継続的な過負荷状態においてキヤパシタＣ２に
生じる波形を第４図に示す。この波形も後に示す
表の素子を用いた場合である。第４ａ図はキヤパ
シタＣ２の端子電圧、第４ｂ図はコンパレータＵ
１１の出力電圧を示す。キヤパシタＣ２の端子電
圧はコンパレータＵ１１の上側しきい値UT
（3.35V）から下降し始め、コンパレータＵ１１
の下側しきい値LT（2.85V）まで低下する。第４
ｂ図から明らかなように、コンパレータＵ１１の
出力が0Vのときは、ベース駆動回路１４はスイ
ツチングトランジスタＱ１１をオフに保つ。しか
しながら、キヤパシタＣ２の端子電圧が下側しき
い値LTになると、コンパレータＵ１１の出力は
高レベルになり、ベース駆動回路１４の出力は低
レベルとなりスイツチングトランジスタＱ１１は
オンとなる。ここで、トランジスタＱ１１がオン
になるとき、出力端VOに過負荷回路や短絡回路
が接続されていると、抵抗Ｒ１２を流れる電流が
トランジスタＱ１を再びオンにする。これによ
り、キヤパシタＣ２が充電され、キヤパシタＣ２
の端子電圧が第４ａ図に示すように上側しきい値
UTまで瞬時に上昇する。これにより、コンパレ
ータＵ１１がオフしベース駆動回路１４の出力が
高レベルになり、スイツチングトランジスタＱ１
１がオフする。
第４ａ図にキヤパシタＣ２の端子電圧の低下傾
向を破線で示す。上側しきい値UTと下側しきい
値LTとの間の距離ｈがコンパレータＵ１１のヒ
ステリシスである。第４ｂ図のパルスの繰り返し
周波数は後に示す表の素子を用いた場合、1kHz
である。第４ａ図、第４ｂ図において同じタイミ
ングを縦の一点鎖線で示す。
第４ｂ図に示すパルスのパルス幅Δtは過負荷
の抵抗の絶対値に応じる。短絡回路の場合は、イ
ンダクタＬ１１のリセツト電圧が最小であるの
で、Δtは最小である。Δtの代表値は５〜50（μs）
である。ΔtはL11×I1／（V1−VO）と表わされ
る。ここで、Ｌ１１はインダクタＬ１１のインダ
クタンス、Ｉ１はトランジスタＱ１のオン時のコ
レクタ電流（＝VBE（Q1ON）／R120.06／R12）、VOは
出 力電圧、Ｖ１は安定化されていない入力電圧であ
る。1/1000Hz≫50μsなので、1kHzのパルス繰り
返し周波数は過負荷の抵抗の絶対値に対してほと
んど独立している。
過電流検出コンパレータの発振周波数はキヤパ
シタＣ２の容量値を変えることにより容易に調整
可能である。周波数は可能な限り高く、しかも、
トランジスタＱ１１とダイオードCR１１の最大
スイツチング周波数以内に設定されるべきであ
る。過電流制限モードでは、スイツチングトラン
ジスタＱ１１のオンデユーテイサイクルは第４ｂ
図に示すように非常に長い。トランジスタＱ１１
とダイオードCR１１のスイツチング速度を有限
な一定値以下にするために、スイツチングトラン
ジスタＱ１１へのオンパルスの繰り返し周波数は
1000Hz位の低い周波数に設定される。
トランジスタＱ１１とダイオードCR１１の代
表的なスイツチング速度の限界値はトランジスタ
Ｑ１１の過電流時のオンパルスの繰り返し周波数
を1000Hz程度に設定する。この繰り返し周波数は
キヤパシタＣ２の時定数により決定される。最小
の過電流の折り返しは白熱電球、キヤパシタやモ
ータを駆動するための電源のオン特性を向上す
る。
一般に、過電流しきい値（IThrs）は次のように
表わされる。
IThrs＝VBE（Q1ON）／R12≒0.6／R12 過電流しきい値は電源の全負荷電流の約２倍に
設定されるのが好ましい。これは、オン時のトラ
ンジスタＱ１のベース・エミツタ電圧VBE
（Q1ON）における抵抗耐量の変化を補償し、過電
流保護回路１０の誤トリガを防ぐためである。
トランジスタＱ１１を流れる電流はインダクタ
Ｌ１１が線形である限り、線形に変化する。トラ
ンジスタＱ１１を流れる電流は過電流検出コンパ
レータＵ１１が過負荷電流を検出した後も変化し
続ける。一般的に、トランジスタＱ１１はコンパ
レータＵ１１が反転してから数μs後にオフする。
この惰性電流はスイツチングトランジスタＱ１１
とベース駆動回路１４のスイツチング速度が速い
ほど小さい。
第２図に示した第２実施例は並列に接続された
２つのパワースイツチングトランジスタＱ１１と
Ｑ１２の電流保護回路の回路図である。第１実施
例と異なる点は、第１図の抵抗Ｒ１の代わりにそ
れぞれがＲ１の約２倍の抵抗Ｒ１，Ｒ３が設けら
れている点である。これにより、RC時定数を抵
抗Ｒ１，Ｒ３とキヤパシタＣ３により決まる値に
保つたまま、トランジスタＱ１への入力を２径路
とすることができる。同一のスイツチング入力電
流に対してトランジスタＱ１は並列的に動作する
ので、定常オン時の電圧降下を約２分の１にする
ことができる。
第２実施例において、抵抗Ｒ１２とＲ２０は２
つの機能がある。１番目の機能は負荷電流を検出
することで、２番目の機能はトランジスタＱ１１
とＱ１２の間の定常負荷電流を平衡させることで
ある。過渡的な低電流はトランジスタＱ１１とＱ
１２のうちいずれか一方が速くスイツチングする
ので、抵抗Ｒ１２とＲ２０で平衡させることはで
きない。これは、トランジスタＱ１１，Ｑ１２が
オンになるとき、スイツチング速度の速いトラン
ジスタにオン電流が100％流れるからである。逆
に、スイツチング速度の遅いトランジスタにオフ
電流が100％流れるからである。トランジスタＱ
１１，Ｑ１２のスイツチング速度が非常に速けれ
ば、いずれか一方が100％導通するとき（理論上
は100％過負荷のとき）は非常に短かいので、充
分なベース駆動電流が供給されていれば、トラン
ジスタの接合部（ホツトスポツト）での損害は避
けられる。
第３図は第３実施例を示す。この実施例は単一
の電圧安定化コンパレータＵ１２を用いている。
コンパレータを１つ減らすことは直流電力を節約
し全体の部品数を減らす効果がある。すなわち、
第３実施例はスタンバイ電力が少なくて済む。こ
れは、電力保存に単純性と信頼性が要求される宇
宙関係機器への応用に際して有効である。
第１、第２実施例の説明は第３実施例の抵抗Ｒ
１，Ｒ２、キヤパシタＣ１、トランジスタＱ１に
ついても適用される。キヤパシタＣ１０２と直列
なキヤパシタＣ１０１が第１図、第２図の実施例
中のキヤパシタＣ２に対応する。ダイオードCR
１はORゲートとして働くので、電圧センス回路
１６と過電流保護回路１０のいずれか一方がコン
パレータＵ１２を制御する。
過負荷状態でない通常の動作期間中、ダイオー
ドCR１は逆バイアスされているので、過電流は
抵抗Ｒ１０２，Ｒ１０３からなる電圧センス用分
圧器に供給されない。分圧器Ｒ１０２，Ｒ１０３
からの信号がコンパレータＵ１２に入力され、第
１、第２実施例と同様に抵抗Ｒ１３〜Ｒ１７によ
り得られた基準信号と比較される。コンパレータ
Ｕ１２の出力がベース駆動回路１４に供給されス
イツチングトランジスタＱ１１を制御する。
過負荷状態のときは、ダイオードCR１は分圧
器Ｒ１０２，Ｒ１０３からの信号を通過させず
に、トランジスタＱ１からの線形ランプ信号をキ
ヤパシタＣ１０１，Ｃ１０２に供給する。これに
より、コンパレータＵ１２は反転し、スイツチン
グトランジスタＱ１１がオフされる。トランジス
タＱ１１のオフにより、トランジスタＱ１もオフ
される。
ダイオードCR１を流れる電流により、キヤパ
シタＣ１０１，Ｃ１０２に充電される電圧はコン
パレータＵ１２のヒステリシスと等しくされる。
過電圧と過電流が同時にしきい値を越えるとき
は、ダイオードCR１を流れる電流はキヤパシタ
Ｃ１０１，Ｃ１０２をもはや充電しない。しかし
ながら、半周期（約25μs）後に電圧センス回路１
６はスイツチングトランジスタＱ１１を再びオン
にする。ダイオードCR１はキヤパシタＣ１０１，
Ｃ１０２を迅速に充電しコンパレータＵ１２を反
転させ、トランジスタＱ１１をオフ状態に戻す。
すなわち、ダイオードCR１はキヤパシタＣ１０
１，Ｃ１０２をコンパレータＵ１２のヒステリシ
スまで指数関数的に充電し、トランジスタＱ１１
を数μs以内にオフさせる。トランジスタＱ１１は
キヤパシタＣ１０１，Ｃ１０２に迅速に充電され
る微少な電圧が低下するまでオフ状態に保たれ
る。この電圧の低下は抵抗Ｒ１０２とＲ１０３の
並列回路を介しているのでゆつくり行なわれる。
キヤパシタＣ１０１，Ｃ１０２への迅速な充電、
ゆつくりな放電は緩和発振器を構成する。緩和発
振の機能は第１実施例と同様である。緩和発振の
周波数はキヤパシタＣ１０１，Ｃ１０２のキヤパ
シタンス、抵抗Ｒ１０２，Ｒ１０３の並列抵抗値
とコンパレータＵ１２のヒステリシスにより決定
される。上述の実施例と同様に、この周波数は
1kHz位が適当である。
電流保護回路１０と電圧センス回路１６はキヤ
パシタＣ１０１，Ｃ１０２のキヤパシタンスにあ
る限度を与える。しかしながら、電流保護回路１
０と電圧センス回路１６がともにうまく働くよう
な妥協点がある。
表 抵 抗 Ω R1 100 R2 100 R3 220 R4 10k R12 0.05 R13 1.74k R14 115k R15 20.5k R16 28k R17 20.5k R18 17.4k R19 220 R20 0.05 R101 1k R102 64.9k R103 22.1k キヤパシタ Ｆ C1 0.01μ C2 0.1μ C101 1μ C102 1μ C11 100pico インダクタL11 ダイオード CR1 1N4150 CR11 1N3891 トランジスタ Q1 2N5680 Q11 2N6287 Q12 2N6287 コンパレータ U11 LM139 U12 LM139 上述の説明は特定の実施例について行なつた
が、この発明はこれらの実施例に限定されず、
種々変更可能である。たとえば、ヒステリシス型
コンパレータの代わりに、クロツクドコンパレー
タを用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明によるスイツチングレギユレ
ータの一実施例の回路図、第２図、第３図はその
第２、第３実施例の回路図、第４ａ図、第４ｂ図
はコンパレータＵ１１，Ｕ１２の入出力波形を示
す波形図である。 １０……電流保護回路、１４……ベース駆動回
路、１６……電圧検出回路、１８……コンパレー
タ、Ｑ１１……パワースイツチングトランジス
タ。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 電源と負荷との間に接続されるスイツチング
    トランジスタと、負荷電圧を調整するために前記
    スイツチングトランジスタをオン、オフさせる制
    御回路と、負荷電圧を検出する電圧検出手段と、
    検出した負荷電圧を基準電圧と比較し通常動作時
    には負荷電圧を調整するための信号を前記制御回
    路に供給する比較手段と、過電流保護回路とを具
    備し、前記過電流保護回路は前記スイツチングト
    ランジスタを流れる電流を検出し、過負荷状態の
    期間、過電流信号を発生する第１回路と、前記過
    電流信号を受け、過負荷状態の期間、前記スイツ
    チングトランジスタをオン、オフさせるために前
    記制御回路にほぼ一定の周波数のオン−オフ信号
    を供給する第２回路とを具備するスイツチングレ
    ギユレータにおいて、前記第２回路は前記過電流
    信号の有無に応じて充放電されるコンデンサと、
    前記コンデンサの電圧を基準電圧と比較し、前記
    制御回路にオン−オフ信号を供給するヒステリシ
    ス型比較器とを具備し、前記ヒステリシス型比較
    器は前記コンデンサが第１しきい値電圧まで充電
    されるとオフ信号を発生し、所定時間後、前記コ
    ンデンサが第２しきい値電圧まで放電されるとオ
    ン信号を発生し、このオフ信号、オン信号が前記
    オン−オフ信号を構成し、前記オン−オフ信号は
    過負荷状態の期間、前記一定時間にほぼ対応する
    周期を有する一定の周波数で発振することを特徴
    とするスイツチングレギユレータ。 ２ 前記第１回路は、前記電源と前記スイツチン
    グトランジスタの一端との間に接続され、前記ス
    イツチングトランジスタを流れる電流に対応した
    検出信号を発生する電流検出抵抗と、前記電流検
    出抵抗からの検出信号を受け、検出信号が所定の
    しきい値を越えている場合は、電流信号の形の過
    電流信号を発生するしきい値検出電流発生器とを
    具備することを特徴とする特許請求の範囲第１項
    に記載のスイツチングレギユレータ。 ３ 前記第２回路は、前記コンデンサのための並
    列放電路と、前記コンデンサの電圧を受け、コン
    デンサの電圧が第１のしきい値以下の場合は、前
    記スイツチングトランジスタをオンさせる出力信
    号を発生し、コンデンサの電圧が前記第１のしき
    い値より高い第２のしきい値以上の場合は、コン
    デンサの電圧が第１のしきい値以下に下がるまで
    前記スイツチングトランジスタをオフさせる出力
    信号を発生するヒステリシス型比較器とを具備す
    ることを特徴とする特許請求の範囲第１項、また
    は第２項に記載のスイツチングレギユレータ。
JP57224049A 1981-12-22 1982-12-22 スイツチングレギユレ−タ Granted JPS58108967A (ja)

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