JPH0347007B2 - - Google Patents
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- JPH0347007B2 JPH0347007B2 JP59140864A JP14086484A JPH0347007B2 JP H0347007 B2 JPH0347007 B2 JP H0347007B2 JP 59140864 A JP59140864 A JP 59140864A JP 14086484 A JP14086484 A JP 14086484A JP H0347007 B2 JPH0347007 B2 JP H0347007B2
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- Japan
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- output
- balanced
- phase
- acoustic wave
- surface acoustic
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
産業上の利用分野
本発明は周波数制御又は周波数変調可能な発振
器に関するものである。 従来例の構成とその問題点 従来、周波数変調可能な発振器として、発振回
路の周波数決定素子の一部に可変容量ダイオード
などを用い、制御信号により発振周波数を変調す
ることが行なわれている。この様な回路は構成は
簡単であるが、可変容量ダイオード固有の温度特
性や基準バイアスを与える電源の変動のために、
発振周波数が変化しやすく、可変容量ダイオード
の容量値のバラツキや容量変化特性のバラツキの
ために周波数変調感度が変わること、また周波数
可変の直線性があまり良くないことなどの欠点を
有している。また発振器を半導体集積回路で構成
しようとする場合、回路と同時に可変容量ダイオ
ードを集積化することは困難であり、集積回路化
した発振器に可変容量ダイオードを付加して用い
ることは安定度や感度のバラツキの解決にはなら
ないばかりでなく、経済的にもコスト高となる。 発明の目的 本発明は、弾性表面波素子を周波数選択性の移
相素子として用いることにより、従来例の欠点を
なくし、かつ半導体集積回路に適した周波数変調
可能な発振器を提供することを目的とするもので
ある。 発明の構成 本発明は、平衡入力に対し、２つの異なる出力
位相を有する弾性表面波素子と、位相が異なる複
数の信号を合成し、かつ信号合成比を制御する位
相合成器と、前記位相合成器の出力を入力して平
衡出力を出力すると共に、前記平衡出力の２つの
端子間に容量素子およびインダクタンス素子よる
同調回路型の平衡・不平衡変換器を接続した出力
増幅器を具備し、前記弾性表面波素子の２つの出
力を前記位相合成器の２つの入力側に接続し、前
記出力増幅器の平衡出力を前記弾性表面波素子の
平衡入力に接続して、発振ループを形成すると共
に、前記平衡・不平衡変換器の不平衡端子より発
振出力を取出すように構成したものである。 実施例の説明 以下にその実施例について説明する。第１図は
本発明の基本ブロツク図であり、第２図は弾性表
面素子の振巾特性１１および位相特性１２を示
す。１は入力に対し、振巾特性は同じで、位相特
性の異なる２つの出力をもつ弾性表面波素子であ
り、各々の出力を位相合成器２の入力端子４，５
に接続し、位相合成後の出力を平衡出力を有する
差動増巾器３を介して、その平衡出力の２つの端
子６，７の元の弾性表面波素子の平衡入力に接続
して正帰還ループを形成している。８は平衡出力
端子６，７から入力された信号を不平衡信号に変
換する平衡−不平衡変換器、９はその出力端子で
ある。位相合成器２は位相の異なる複数の入力信
号をベクトル合成するもので、制御入力端子１０
より与えられる制御信号のレベルにより移相量が
調節できる移相器である。第２図の弾性表面波素
子の特性において、発振可能な発振ループ利得を
もち、正帰還するようなある位相θ0の点の周波数
f0で安定な発振をし、発振ループ内の位相合成器
２により、最大θ1からθ2だけ移相量を調節するこ
とにより、発振周波数はf1からf2まで変化し、制
御入力信号により、周波数変調されることにな
る。ここでΔθ＝θ2−θ1は弾性表面波素子の出力
の位相差に対応する。周波数選択性の移相素子で
ある弾性表面波素子は振巾特性が同じで、異なる
位相をもつ出力を取出すことは容易であり、位相
特性の直線性が良好なため、前述のように、発振
器を構成すると、振巾一定で、周波数可変範囲が
広く直線性の良好な発振器となる。また弾性表面
波素子を平衡駆動して発振させているため、不平
衡で駆動する場合に比べて電圧利得が２倍（6dB
アツプ）となるので、発振器のＣ／Ｎ改善が低消
費電力化に対して有利となる。 なお、第１図の点線内は発振器の増巾器系を示
す。 第３図は第１図に示す基本構成の発振器を更に
高性能化した発振器のブロツク図を示す。第１図
と同様の役目をする素子は同一の番号で示してお
く。第３図の構成は第１図の構成に加えて、弾性
表面波素子１の２つの出力と、位相合成器の２つ
の入力との間に各々同じ特性を有する前置増巾器
１３，１４を接続し、また差動増巾器３の平衡出
力の２つの端子と弾性表面波素子の平衡入力の２
つの端子との間に、各々同じ特性を有する出力増
巾器１５，１６を接続する構成になつている。普
通、弾性表面波素子の減衰量は大きく、前置増巾
器１３，１４と出力増巾器１５，１６により、更
にＣ／Ｎの良好な発振器が実現できる。 第４図は第３図のブロツク図の要部回路構成を
示すもので、位相合成器２を詳細に示している。
前述と同様の効果を示す素子は同様の符号で示し
ている。１は第２図に示すように特性を有する弾
性表面波素子であり、２つの出力は同じ振巾特性
で位相差Δθ＝θ1−θ2の２つ異なる出力位相をも
つ素子である。１３，１４は同じ特性の前置増巾
器であり、１３よりθ1の位相で、１４よりθ2の位
相で出力される。 次に位相合成器２について説明する。位相θ1の
信号はトランジスタQ1のベース電極に、位相θ2
の信号はQ2のベース電極に加えられ、Q3，Q4の
各ベース電極には接地容量C1，C2が接続されて
いるため、各々−θ1，−θ2の位相の信号が加えら
れたと同様になる。前置増巾器１３，１４につい
ては、あらかじめ平衡出力で構成し、トランジス
タQ1，Q3あるいはQ2，Q4に直接平衡入力で加え
ても同様の効果となる。Q1，Q3のエミツタ電極
は共通接続され、Q5のコレクタ電極に接続され、
またQ2，Q4のエミツタ電極は共通接続され、Q6
のコレクタ電極に接続されている。Q5，Q6は差
動増巾構成で各々のエミツタ電極は電流源１７に
接続されている。更にQ1，Q2のコレクタ電極も
共通接続され、Q3，Q4のコレクタ電極も共通接
続されて、差動増巾器３に接続される。このよう
な接続にすると、負荷抵抗R1には−θ1と−θ2の入
力によりベクトル合成された信号が、また負荷抵
抗R2には＋θ1と＋θ2の入力によりベクトル合成さ
れた信号が生ずる。その合成比は差動接続された
制御用トランジスタQ5，Q6に加えられる。制御
入力端子１０からの制御信号により、トランジス
タQ1，Q2，Q3，Q4に流れる電流を制御し、例え
ば、負荷抵抗R2にはトランジスタQ1，Q2による
入力信号の位相反転を考慮すれば、（θ1〜θ2）＋π
の位相の信号が生じる。同様にR1には（−θ1−
θ2）＋πの位相の信号が現れる。つまり、R1，R2
を通してθ1〜θ2の移相量が変化する平衡出力が取
出せるのである。 このような回路にしたことによる第１の効果は
弾性表面波素子で異なる位相の２つの信号を出
し、この２つの信号の合成比を制御信号による調
節する移相回路を正帰還ループ内に設けて周波数
制御を行なうことにより可変容量ダイオードを用
いないで周波数変調を可能とすることである。第
２の効果は、位相合成器の信号経路を正逆２相と
することにより、電流路を相補的に共通接続する
ことが可能になり、電源、アース路に信号成分が
もれ出すことが防げ、電源、アース等の線路イン
ピーダンスの高くなりがちな集積回路を安定に構
成することができる。すなわち、負荷抵抗R1，
R2に流れる電流は制御入力がどの様な場合にも
相補的であり、それらを共通接続することによ
り、電源端子１８からの電流には信号成分は含ま
れない。又、トランジスタQ1，Q3のエミツタ電
流、トランジスタQ2，Q4のエミツタ電流も各々
相補的であり、それらを共通接続することによ
り、制御用トランジスタQ5，Q6には信号電流は
流れない。このため、合成比の制御は直流的ない
しは変調信号周波数での考慮のみで行なえること
になる。 第５図は本発明の具体的実施例を示す。前述と
同様の効果を示す素子は同様の符号で示す。又回
路図上でバイアス回路については省略している。
前述したように弾性表面波素子の出力端子には位
相Δθ＝θ1−θ2＝90゜をもつ２つの信号が取出され、
接地容量C7，C8により、ベース接地増巾器にな
つているトランジスタQ7およびQ8の各々のエミ
ツタ電極に入力される。ここで入力段をベース接
地型にしたのは実施例における弾性表面波素子と
のインピーダンス整合に適していたためであり、
特に限定されるものではない。 入力端子４，５に加えられた異なる位相の２信
号は、全く同じ特性をもつベース接地型前置増巾
器で増巾され、位相的には弾性表面波素子の出力
信号の位相差Δθ＝θ1−θ2＝90゜のままで、不平衡
信号として結合容量C3，C4を介して位相合成器
に入力される。前述した位相合成器の動作によ
り、負荷抵抗R1，R2にはΔθ＝90゜の位相変化が可
能となる平衡信号が取出され、トランジスタQ9，
Q10により構成される差動増巾器により増巾さ
れ、抵抗R13，R14に平衡信号として現れる。そ
して、結合容量C5，C6を介して、トランジスタ
Q11とQ12で構成される同じ特性をもつエミツタ
接地型増巾器を介して、元の弾性表面波素子の入
力側に平衡型で接続され、正帰還ループを形成し
て発振する。そして、平衡出力端子６と７の間に
容量C13とインダクタンスL1を接続して並列共振
負荷とし、インダクタンスL2を介して出力され
る。C11，C12は結合容量である。 位相合成器が最適に動作するためには、合成出
力信号の振巾が制御信号により、すなわち、出力
位相角により変化しないことが望ましい。このこ
とはQ5，Q6が平衡状態にある時、Q1，Q2，Q3，
Q4の利得は最大利得（不平衡状態で生ずる）の
１／√２であればよい。この時、合成出力は
器に関するものである。 従来例の構成とその問題点 従来、周波数変調可能な発振器として、発振回
路の周波数決定素子の一部に可変容量ダイオード
などを用い、制御信号により発振周波数を変調す
ることが行なわれている。この様な回路は構成は
簡単であるが、可変容量ダイオード固有の温度特
性や基準バイアスを与える電源の変動のために、
発振周波数が変化しやすく、可変容量ダイオード
の容量値のバラツキや容量変化特性のバラツキの
ために周波数変調感度が変わること、また周波数
可変の直線性があまり良くないことなどの欠点を
有している。また発振器を半導体集積回路で構成
しようとする場合、回路と同時に可変容量ダイオ
ードを集積化することは困難であり、集積回路化
した発振器に可変容量ダイオードを付加して用い
ることは安定度や感度のバラツキの解決にはなら
ないばかりでなく、経済的にもコスト高となる。 発明の目的 本発明は、弾性表面波素子を周波数選択性の移
相素子として用いることにより、従来例の欠点を
なくし、かつ半導体集積回路に適した周波数変調
可能な発振器を提供することを目的とするもので
ある。 発明の構成 本発明は、平衡入力に対し、２つの異なる出力
位相を有する弾性表面波素子と、位相が異なる複
数の信号を合成し、かつ信号合成比を制御する位
相合成器と、前記位相合成器の出力を入力して平
衡出力を出力すると共に、前記平衡出力の２つの
端子間に容量素子およびインダクタンス素子よる
同調回路型の平衡・不平衡変換器を接続した出力
増幅器を具備し、前記弾性表面波素子の２つの出
力を前記位相合成器の２つの入力側に接続し、前
記出力増幅器の平衡出力を前記弾性表面波素子の
平衡入力に接続して、発振ループを形成すると共
に、前記平衡・不平衡変換器の不平衡端子より発
振出力を取出すように構成したものである。 実施例の説明 以下にその実施例について説明する。第１図は
本発明の基本ブロツク図であり、第２図は弾性表
面素子の振巾特性１１および位相特性１２を示
す。１は入力に対し、振巾特性は同じで、位相特
性の異なる２つの出力をもつ弾性表面波素子であ
り、各々の出力を位相合成器２の入力端子４，５
に接続し、位相合成後の出力を平衡出力を有する
差動増巾器３を介して、その平衡出力の２つの端
子６，７の元の弾性表面波素子の平衡入力に接続
して正帰還ループを形成している。８は平衡出力
端子６，７から入力された信号を不平衡信号に変
換する平衡−不平衡変換器、９はその出力端子で
ある。位相合成器２は位相の異なる複数の入力信
号をベクトル合成するもので、制御入力端子１０
より与えられる制御信号のレベルにより移相量が
調節できる移相器である。第２図の弾性表面波素
子の特性において、発振可能な発振ループ利得を
もち、正帰還するようなある位相θ0の点の周波数
f0で安定な発振をし、発振ループ内の位相合成器
２により、最大θ1からθ2だけ移相量を調節するこ
とにより、発振周波数はf1からf2まで変化し、制
御入力信号により、周波数変調されることにな
る。ここでΔθ＝θ2−θ1は弾性表面波素子の出力
の位相差に対応する。周波数選択性の移相素子で
ある弾性表面波素子は振巾特性が同じで、異なる
位相をもつ出力を取出すことは容易であり、位相
特性の直線性が良好なため、前述のように、発振
器を構成すると、振巾一定で、周波数可変範囲が
広く直線性の良好な発振器となる。また弾性表面
波素子を平衡駆動して発振させているため、不平
衡で駆動する場合に比べて電圧利得が２倍（6dB
アツプ）となるので、発振器のＣ／Ｎ改善が低消
費電力化に対して有利となる。 なお、第１図の点線内は発振器の増巾器系を示
す。 第３図は第１図に示す基本構成の発振器を更に
高性能化した発振器のブロツク図を示す。第１図
と同様の役目をする素子は同一の番号で示してお
く。第３図の構成は第１図の構成に加えて、弾性
表面波素子１の２つの出力と、位相合成器の２つ
の入力との間に各々同じ特性を有する前置増巾器
１３，１４を接続し、また差動増巾器３の平衡出
力の２つの端子と弾性表面波素子の平衡入力の２
つの端子との間に、各々同じ特性を有する出力増
巾器１５，１６を接続する構成になつている。普
通、弾性表面波素子の減衰量は大きく、前置増巾
器１３，１４と出力増巾器１５，１６により、更
にＣ／Ｎの良好な発振器が実現できる。 第４図は第３図のブロツク図の要部回路構成を
示すもので、位相合成器２を詳細に示している。
前述と同様の効果を示す素子は同様の符号で示し
ている。１は第２図に示すように特性を有する弾
性表面波素子であり、２つの出力は同じ振巾特性
で位相差Δθ＝θ1−θ2の２つ異なる出力位相をも
つ素子である。１３，１４は同じ特性の前置増巾
器であり、１３よりθ1の位相で、１４よりθ2の位
相で出力される。 次に位相合成器２について説明する。位相θ1の
信号はトランジスタQ1のベース電極に、位相θ2
の信号はQ2のベース電極に加えられ、Q3，Q4の
各ベース電極には接地容量C1，C2が接続されて
いるため、各々−θ1，−θ2の位相の信号が加えら
れたと同様になる。前置増巾器１３，１４につい
ては、あらかじめ平衡出力で構成し、トランジス
タQ1，Q3あるいはQ2，Q4に直接平衡入力で加え
ても同様の効果となる。Q1，Q3のエミツタ電極
は共通接続され、Q5のコレクタ電極に接続され、
またQ2，Q4のエミツタ電極は共通接続され、Q6
のコレクタ電極に接続されている。Q5，Q6は差
動増巾構成で各々のエミツタ電極は電流源１７に
接続されている。更にQ1，Q2のコレクタ電極も
共通接続され、Q3，Q4のコレクタ電極も共通接
続されて、差動増巾器３に接続される。このよう
な接続にすると、負荷抵抗R1には−θ1と−θ2の入
力によりベクトル合成された信号が、また負荷抵
抗R2には＋θ1と＋θ2の入力によりベクトル合成さ
れた信号が生ずる。その合成比は差動接続された
制御用トランジスタQ5，Q6に加えられる。制御
入力端子１０からの制御信号により、トランジス
タQ1，Q2，Q3，Q4に流れる電流を制御し、例え
ば、負荷抵抗R2にはトランジスタQ1，Q2による
入力信号の位相反転を考慮すれば、（θ1〜θ2）＋π
の位相の信号が生じる。同様にR1には（−θ1−
θ2）＋πの位相の信号が現れる。つまり、R1，R2
を通してθ1〜θ2の移相量が変化する平衡出力が取
出せるのである。 このような回路にしたことによる第１の効果は
弾性表面波素子で異なる位相の２つの信号を出
し、この２つの信号の合成比を制御信号による調
節する移相回路を正帰還ループ内に設けて周波数
制御を行なうことにより可変容量ダイオードを用
いないで周波数変調を可能とすることである。第
２の効果は、位相合成器の信号経路を正逆２相と
することにより、電流路を相補的に共通接続する
ことが可能になり、電源、アース路に信号成分が
もれ出すことが防げ、電源、アース等の線路イン
ピーダンスの高くなりがちな集積回路を安定に構
成することができる。すなわち、負荷抵抗R1，
R2に流れる電流は制御入力がどの様な場合にも
相補的であり、それらを共通接続することによ
り、電源端子１８からの電流には信号成分は含ま
れない。又、トランジスタQ1，Q3のエミツタ電
流、トランジスタQ2，Q4のエミツタ電流も各々
相補的であり、それらを共通接続することによ
り、制御用トランジスタQ5，Q6には信号電流は
流れない。このため、合成比の制御は直流的ない
しは変調信号周波数での考慮のみで行なえること
になる。 第５図は本発明の具体的実施例を示す。前述と
同様の効果を示す素子は同様の符号で示す。又回
路図上でバイアス回路については省略している。
前述したように弾性表面波素子の出力端子には位
相Δθ＝θ1−θ2＝90゜をもつ２つの信号が取出され、
接地容量C7，C8により、ベース接地増巾器にな
つているトランジスタQ7およびQ8の各々のエミ
ツタ電極に入力される。ここで入力段をベース接
地型にしたのは実施例における弾性表面波素子と
のインピーダンス整合に適していたためであり、
特に限定されるものではない。 入力端子４，５に加えられた異なる位相の２信
号は、全く同じ特性をもつベース接地型前置増巾
器で増巾され、位相的には弾性表面波素子の出力
信号の位相差Δθ＝θ1−θ2＝90゜のままで、不平衡
信号として結合容量C3，C4を介して位相合成器
に入力される。前述した位相合成器の動作によ
り、負荷抵抗R1，R2にはΔθ＝90゜の位相変化が可
能となる平衡信号が取出され、トランジスタQ9，
Q10により構成される差動増巾器により増巾さ
れ、抵抗R13，R14に平衡信号として現れる。そ
して、結合容量C5，C6を介して、トランジスタ
Q11とQ12で構成される同じ特性をもつエミツタ
接地型増巾器を介して、元の弾性表面波素子の入
力側に平衡型で接続され、正帰還ループを形成し
て発振する。そして、平衡出力端子６と７の間に
容量C13とインダクタンスL1を接続して並列共振
負荷とし、インダクタンスL2を介して出力され
る。C11，C12は結合容量である。 位相合成器が最適に動作するためには、合成出
力信号の振巾が制御信号により、すなわち、出力
位相角により変化しないことが望ましい。このこ
とはQ5，Q6が平衡状態にある時、Q1，Q2，Q3，
Q4の利得は最大利得（不平衡状態で生ずる）の
１／√２であればよい。この時、合成出力は
【式】であらわされ、振巾は等
しくなる。この条件の実現と動作の安定化のため
に各トランジスタQ1，Q2，Q3，Q4のエミツタ電
極に各々抵抗R3，R4，R5，R6が接続されてい
る。又抵抗R7，R8はトランジスタQ5，Q6による
差動増巾器の増巾度を調節しており、すなわち、
変調感度の調節をする。又、接地容量結合容量の
値については、VHF帯ぐらいで使用する場合に
は10〜20PFぐらいで正常に動作するので集積回
路化する場合でも実現可能な値である。又、並列
共振負荷を構成する容量C13とインダクタンスL1
により、弾性表面波素子１のバラツキや温特など
による発振周波数のバラツキを補正することがで
きる。 第６図に本発明の発振器をIC化する際のピン
配置図を示し。前述と同様の効果を示すものは同
様の符号で示している。点線内の部分がIC化す
るブロツク図であり、DIL8ピンのパツケージに
納めている。ICの増巾器系の２つの入力端子を
１番ピンP1と８番ピンP8とし、平衡出力の２つ
の端子を４番ピンP4と５番ピンP5とし、対称型
にしている。普通は弾性表面波素子の減衰量は大
きく、その減衰量以上の増巾が必要である。その
ため、高周波帯になるほどピン間容量の入出力間
の結合による異常発振現象が問題となる。この問
題を容量C13ととインダクタンスL1による並列共
振負荷による平衡正帰還ループを形成すると共に
ICのピン配置を対称型にすることにより防いで
いる。 次に前述した弾性表面波素子について若干の説
明をする。第７図は本発明に用いられている弾性
表面波素子の概略図であり、一般にはZnO基板な
どの上にくし型すだれ状電極２４，２５，２６が
交叉して設けられている。平衡入力端子２０，２
１より入力信号が加えられると、出力電極２５，
２６へと表面波として伝わり、ある周波数f0近傍
の信号だけが出力端子２２，２３より取出され
る。この際遅延時間τ1およびτ2を適当な値になる
ように電極中心間距離を設定しておくと、振巾特
性が同じで出力位相の異なる２つの出力が取出せ
るわけである。本発明の実施例ではf0＝145MHz
で位相差Δθ≒90゜に設計されている。 発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は次の
ような効果がある。 (1) 振巾特性が同じで出力位相の異なる弾性表面
波素子を周波数選択性移相素子とし、位相差を
もつ２信号の位相合成器および差動増巾器を具
備し、平衡出力の正帰還ループを形成すると共
に、平衡・不平衡変換器を介して出力を取出す
ことにより、振巾特性が一定、直線性良好、
Ｃ／Ｎ良好、低消費電力のFM発振器、電圧制
御型発振器として用いることができる。 (2) 平衝出力端子間に容量とインダクタンスによ
る並列共振負荷を接続する平衡・不平衡変換器
を具備しているので、発振ループを構成する出
力増幅側の利得が高くなつて高インピーダンス
出力負荷となるため、高Ｃ／Ｎ特性が得られる
と共に、弾性表面波素子のバラツキや温特など
による発振周波数のバラツキをLC負荷で補正
することができる。 (3) 増巾器系の入出力端子をDILパツケージの両
端に接続し、対称型のピン配置によるIC化を
実現することにより、ピン間容量などによる異
常発振現象を防ぐこができる。特に高周波帯で
のIC化の際には有利である。
に各トランジスタQ1，Q2，Q3，Q4のエミツタ電
極に各々抵抗R3，R4，R5，R6が接続されてい
る。又抵抗R7，R8はトランジスタQ5，Q6による
差動増巾器の増巾度を調節しており、すなわち、
変調感度の調節をする。又、接地容量結合容量の
値については、VHF帯ぐらいで使用する場合に
は10〜20PFぐらいで正常に動作するので集積回
路化する場合でも実現可能な値である。又、並列
共振負荷を構成する容量C13とインダクタンスL1
により、弾性表面波素子１のバラツキや温特など
による発振周波数のバラツキを補正することがで
きる。 第６図に本発明の発振器をIC化する際のピン
配置図を示し。前述と同様の効果を示すものは同
様の符号で示している。点線内の部分がIC化す
るブロツク図であり、DIL8ピンのパツケージに
納めている。ICの増巾器系の２つの入力端子を
１番ピンP1と８番ピンP8とし、平衡出力の２つ
の端子を４番ピンP4と５番ピンP5とし、対称型
にしている。普通は弾性表面波素子の減衰量は大
きく、その減衰量以上の増巾が必要である。その
ため、高周波帯になるほどピン間容量の入出力間
の結合による異常発振現象が問題となる。この問
題を容量C13ととインダクタンスL1による並列共
振負荷による平衡正帰還ループを形成すると共に
ICのピン配置を対称型にすることにより防いで
いる。 次に前述した弾性表面波素子について若干の説
明をする。第７図は本発明に用いられている弾性
表面波素子の概略図であり、一般にはZnO基板な
どの上にくし型すだれ状電極２４，２５，２６が
交叉して設けられている。平衡入力端子２０，２
１より入力信号が加えられると、出力電極２５，
２６へと表面波として伝わり、ある周波数f0近傍
の信号だけが出力端子２２，２３より取出され
る。この際遅延時間τ1およびτ2を適当な値になる
ように電極中心間距離を設定しておくと、振巾特
性が同じで出力位相の異なる２つの出力が取出せ
るわけである。本発明の実施例ではf0＝145MHz
で位相差Δθ≒90゜に設計されている。 発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は次の
ような効果がある。 (1) 振巾特性が同じで出力位相の異なる弾性表面
波素子を周波数選択性移相素子とし、位相差を
もつ２信号の位相合成器および差動増巾器を具
備し、平衡出力の正帰還ループを形成すると共
に、平衡・不平衡変換器を介して出力を取出す
ことにより、振巾特性が一定、直線性良好、
Ｃ／Ｎ良好、低消費電力のFM発振器、電圧制
御型発振器として用いることができる。 (2) 平衝出力端子間に容量とインダクタンスによ
る並列共振負荷を接続する平衡・不平衡変換器
を具備しているので、発振ループを構成する出
力増幅側の利得が高くなつて高インピーダンス
出力負荷となるため、高Ｃ／Ｎ特性が得られる
と共に、弾性表面波素子のバラツキや温特など
による発振周波数のバラツキをLC負荷で補正
することができる。 (3) 増巾器系の入出力端子をDILパツケージの両
端に接続し、対称型のピン配置によるIC化を
実現することにより、ピン間容量などによる異
常発振現象を防ぐこができる。特に高周波帯で
のIC化の際には有利である。
第１図は本発明の一実施例による発振器のブロ
ツク図、第２図は弾性表面波素子の特性図、第３
図は他の実施例のブロツク図、第４図は同要部回
路の構成図、第５図は本発明のさらに具体的な実
施例の結線図、第６図は本発明のIC化の際のピ
ンの配置図、第７図は弾性表面波素子の概略図で
ある。 １…弾性表面波素子、２…位相合成器、３…差
動増巾器、１３，１４…前置増巾器、１５，１６
…出力増巾器、Q1，Q2，Q3，Q4…位相合成用ト
ランジスタ、Q5，Q6…位相合成制御用トランジ
スタ。
ツク図、第２図は弾性表面波素子の特性図、第３
図は他の実施例のブロツク図、第４図は同要部回
路の構成図、第５図は本発明のさらに具体的な実
施例の結線図、第６図は本発明のIC化の際のピ
ンの配置図、第７図は弾性表面波素子の概略図で
ある。 １…弾性表面波素子、２…位相合成器、３…差
動増巾器、１３，１４…前置増巾器、１５，１６
…出力増巾器、Q1，Q2，Q3，Q4…位相合成用ト
ランジスタ、Q5，Q6…位相合成制御用トランジ
スタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 平衡入力に対し、２つの異なる出力位相を有
する弾性表面波素子と、位相が異なる複数の信号
を合成し、かつ信号合成比を制御する位相合成器
と、前記位相合成器の出力を入力して平衡出力を
出力すると共に、前記平衡出力の２つの端子間に
容量素子およびインダクタンス素子による同調回
路型の平衝−不平衡変換器を接続した出力増幅器
を具備し、前記弾性表面波素子の２つの出力を前
記位相合成器の２つの入力側に接続し、前記出力
増幅器の平衝出力を前記弾性表面波素子の平衡入
力に接続して、発振ループを形成すると共に、前
記平衡・不平衡変換器の不平衡端子より発振出力
を取出すことを特徴とする発振器。 ２ 発振ループを構成する位相合成器の２つの入
力端子と平衡出力の２つの端子を各々IC−DILパ
ツケージの両端ピンを用いて対称型に接続して
IC化することを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載の発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59140864A JPS6120405A (ja) | 1984-07-06 | 1984-07-06 | 発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59140864A JPS6120405A (ja) | 1984-07-06 | 1984-07-06 | 発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6120405A JPS6120405A (ja) | 1986-01-29 |
| JPH0347007B2 true JPH0347007B2 (ja) | 1991-07-18 |
Family
ID=15278517
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59140864A Granted JPS6120405A (ja) | 1984-07-06 | 1984-07-06 | 発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6120405A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6439800B2 (ja) * | 2014-08-29 | 2018-12-19 | 株式会社村田製作所 | 発振回路及び発振回路の駆動方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5758403A (en) * | 1980-09-25 | 1982-04-08 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Oscillator |
-
1984
- 1984-07-06 JP JP59140864A patent/JPS6120405A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6120405A (ja) | 1986-01-29 |
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