JPH0347769B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はプツシユプル電力増幅器のバイアス制
御回路に関する。

従来、AB級及びＢ級プツシユプル電力増幅器
では、出力段トランジスタのクロスオーバー歪を
避けるためのアイドリング電流は、１対の駆動段
トランジスタのベース間の電圧を調整することに
よつて設定されていた。

このような従来のプツシユプル電力増幅器の構
成例について、第１図を参照しながら説明する。
第１図において、２はpnp型の前駆動段トランジ
スタであつて、入力信号端子１がそのベースに接
続される。トランジスタ２のエミツタが第１の正
電源端子３に接続され、そのコレクタがバイアス
調整用半固定抵抗器５、同一方向に直列接続され
た複数のダイオード６及び定電流源７の直列回路
を通じて第１の負電源端子４に接続されている。
複数のダイオード６全体の順方向電圧降下及び半
固定抵抗器５の電圧降下の総和がバイアス用電圧
として、駆動段のnpn型トランジスタ８及びpnp
型トランジスタ９の各ベース間に供給される。駆
動段の両トランンジスタ８及び９には、それぞれ
同じ導電型の出力トランジスタ１０及び１１がダ
ーリントン接続されており、第２の正負の電源端
子１２及び１３がnpn型トランジスタ８及び１０
並びにpnp型トランジスタ９及び１１の各コレク
タにそれぞれ接続されると共に、出力トランジス
タ１０及び１１の各エミツタにはそれぞれエミツ
タ抵抗器１４及び１５が接続され、両抵抗器１４
及び１５の接続中点より出力端子１６が導出さ
れ、これに負荷抵抗器１７が接続されてコンプリ
メンタリ・プツシユプル電力増幅器が構成され
る。

上述のような電力増幅器では、複数のダイオー
ド６は両出力トランジスタ１０及び１１と熱的に
結合して、バイアス電流の温度補償が行なわれて
いるが、個別のトランジスタ及びダイオード等で
構成された電力増幅器の場合、完全な熱結合状態
を実現することは困難であつた。その結果、電力
増幅器の電源投入から出力トランジスタのアイド
リンング電流が所定値に到達するまでに長時間を
要したり、電力増幅器の出力の変化に伴つて、出
力トランジスタの温度が変化し、そのアイドリン
グ電流が変動するという欠点があつた。

本発明は、かゝる点に鑑み、熱結合によること
なく出力トランジスタのアイドリング電流の変動
を除去することのできるバイアス制御回路を提供
することを目的とする。

以下、第２図及び第３図を参照しながら、本発
明による増幅器のバイアス制御回路路の一実施例
について説明しよう。この第２図において、第１
図に対応する部分には同一の符号を付して重複説
明を省略する。

第２図において、１８はアイドリング電流検知
回路を示し、このアイドリング電流検知回路１８
は電力増幅器の出力トランジスタ１０及び１１の
各エミツタにそれぞれ接続された検知増幅器１９
及び２０から構成され、両増幅器１９及び２０の
各出力端子は選択回路２３を構成する、コレクタ
及びエミツタがそれぞれ並列接続されたPnPトラ
ンジスタ２４及び２５の各ベースに接続される。
選択回路２３の出力はピークホールド回路PHの
npnトランジスタ２７のベースに供給される。３
０は比較回路を示し、この比較回路３０は比較器
３１並びに正負の浮動電源端子３２及び３３間に
接続された抵抗分圧器から成り、この分圧器によ
つて設定される基準電圧とピークホールド回路
PHの出力とを比較する。なお、両電源端子３２
及び３３と電力増幅器の出力端子１６との間はそ
れぞれ大容量のコンデンサ３４及び３５によつて
接続される。３９はバイアス電圧供給回路を示
し、このバイアス電圧供給回路３９は比較回路３
０の出力の位相を分割するpnpトランジスタ４
０、並びにトランジスタ４０のエミツタ側及びコ
レクタ側にそれぞれ接続されたpnp及びnpnトラ
ンジスタ４３及び４４を含み、トランジスタ４３
及び４４の各コレクタがそれぞれ電力増幅器の駆
動トランジスタ８及び９のベースに接続されてい
る。

なお、第２図において無符号の抵抗器は個別の
回路の動作点設定、もしくは個別回路間のインピ
ーダンス整合に用いられる。

次に本例の更に詳細な説明を動作と共に説明す
る。電力増幅器に正弦波信号が入力されると、出
力トランジスタ１０及び１１には正及び負の半サ
イクル毎にそれぞれコレクタ電流i₁₀及びi₁₁が流
れ、両エミツタ抵抗器１４及び１５には、その抵
抗値をR_Eとして、それぞれ第３図Ａに示すよう
な正の半サイクルの電圧e₁₄＝i₁₀R_E及び負の半サ
イクルの電圧e₁₅＝i₁₁R_Eが生ずる。

電圧e₁₄は検知増幅器１９の非反転入力端子１
９ａに供給される。この増幅器１９は利得Ａが高
く、また後述するようにツエナーダイオード２１
による振幅制限を行なつているので、増幅器１９
の出力電圧e₁₉は、第３図Ｂに示すように、半サ
イクル毎の正の台形波となる。

一方、電圧e₁₅は検知増幅器２０の反転入力端
子２０ｂに供給される。この増幅器２０は増幅器
１９と同様に振幅制限を行なつており、負帰還ル
ープの半固定抵抗器２０ｓによつて、増幅器１９
と同一の利得を有する様に設定されている。従つ
て、増幅器２０の出力電圧e₂₀は、第３図Ｂの負
の台形波を反転した、第３図Ｂに破線で示すよう
な、半サイクルの正の台形となる。

こゝで、入力正弦波信号が正から負に変る零ク
ロス点t₀の近傍で両検知増幅器１９及び２０の入
力及び出力について第３図Ｃを参照しながら説明
する。

電力増幅器の出力トランジスタ１０のコレクタ
電流i₁₀はt₀を過ぎた時点t_aに至つて漸く遮断さ
れ、トランジスタ１１のコレクタ電流i₁₁はt₀より
前の時点t_bから流れ始めている。そしてt₀時点に
おいては、両コレクタ電流の値i₁₀₀とi₁₁₀は絶対値
が等しく方向が逆であるので、負荷抵抗器１７に
出力電流は流れない。即ち、t₀時点における出力
トランジスタのコレクタ電流i₁₀₀及びi₁₁₀がアイド
リング電流である。従つて、両エミツタ抵抗器１
４及び１５に生ずる電圧e₁₄及びe₁₅は第３図Ｃに
おいてそれぞれ実線で示したように変化し、負荷
抵抗器１７には、同じく１点鎖線で示したよう
な、出力電圧e₁₇が生ずる。そして、t₀時点にお
ける両検知増幅器１９及び２０の入力電圧の値
e₁₄₀及びe₁₅₀は出力ランジスタのアイドリング電
流に対応する。

時点t₀の近傍における電圧e₁₄及びe₁₅は低レベ
ルであるから、共に両検知増幅器１９及び２０に
おいて振幅制限されることなく直線的に増幅さ
れ、負極性の電圧e₁₅のみが反転されるので、両
増幅器１９及び２０の出力は、第３図Ｃにおいて
実線で示した曲線e₁₄及び破線で示した曲線₁₅に
夫々相似となる。

上述のような両検知増幅器１９及び２０の出力
電圧が選択回路２３のpnpトランジスタ２４，２
５のベースにそれぞれ供給されると、tb時点から
to時点までの前期間は、増幅器２０の出力（反転
電圧１５相当）の方が増幅器１９の出力（電圧
ｅ１４相当）よりも低レベルであるから、トラン
ジスタ２５がオン状態となる。また、to時点から
ta時点までの時点までの後期間では、増幅器１９
の出力の方が増幅器２０の出力よりも低レベルで
あるから、トランジスタ２４がオン状態となる。
従つて、両トランジスタ２４，２５のエミツタ電
圧、即ち、選択回路２３の出力は、両増幅器１
９，２０の出力のうち、低レベルの方に択一的に
追従し、第３図Ｃに太線で示すように、時点t₀に
おいて最大となる。ランジスタ２７、抵抗器２８
及びコンデンサ２９から構成されるピークホール
ド回路PHはこの最大のエミツタ電圧レベルをホ
ールドするが、前述のように、時点t₀における両
検知増幅器１９及び２０の入力電圧、従つて出力
電圧は出力トランジスタ１０及び１１のアイドリ
ング電流に対応しているので、ピークホールド回
路PHのホールド電圧も当然アイドリング電流に
対応する。なおピークホールド回路PHの時定数
は電力増幅器の低域遮断周波数に比べて充分大き
く設定される。

アイドリング電流に対応するピークホールド電
圧e₂₇は比較器３１の非反転入力端子３１ａに供
給される。一方、正負の浮動電源端子３２及び３
３間に、抵抗器３６、可変抵抗器３７及び抵抗器
３８から成る抵抗分圧器が接続され、この可変抵
抗器３７から基準電圧Vrが比較器の反転入力端
子３１ｂに供給されて、ピークホールド電圧e₂₇
と比較され、e₂₇＞Vrの場合は比較器３１の出力
電圧e₃₁が高くなり、e₂₇＜Vrの場合はe₃₁が低く
なる。

比較器３１の出力電圧e₃₁はトランジスタ４０
に供給されるが、電圧e₃₁が高くなるとトランジ
スタ４０のコレクタ電流i₄₀が小さくなる。従つ
て、両トランジスタ４３及び４４の駆動レベルが
低下して、トランジスタ４３及び４４のコレクタ
電流が小さくなり、両トランジスタ４３，４４の
コレクタ間に直列接続された抵抗器４５及び４６
に生ずるバイアス電圧Vbも小さくなる。このバ
イアス電圧Vbは電力増幅器の駆動トランジスタ
８及び９の両ベース間に供給されて、出力トラン
ジスタ１０及び１１のアイドリング電流i₁₀₀及び
i₁₁₀が小さくなるように制御する。

比較器３１の出力電圧が低くなると、バイアス
電圧供給回路３９は上述と全く逆に作用して、ト
ランジスタ１０及び１１のアイドリング電流が大
きくなるように制御する。

なお、４７は電力増幅器の歪を補償するための
前置増幅器であつて、この前置増幅器４７の出力
は抵抗器４５及び４６並びにコンデンサ４８及び
４９を介して両駆動トランジスタ８及び９の各ベ
ースに供給される。

こゝで検知増幅器１９及び２０の負帰還抵抗器
に並列に接続されたツエナーダイオード２１及び
２２について説明する。

検知増幅器１９または２０に過大入力が供給さ
れた場合、増幅器が飽和し、入力レベルが所定値
以下に戻つても、増幅器が正常な動作に戻るまで
には或程度の回復時間が必要である。従つて過大
入力の供給直後には、検出増幅器の出力は正常で
なく、この検出増幅器の正常でない出力に基くバ
イアス制御回路の動作も当然正常ではなくなる。

増幅器の飽和を防ぐために、２個のダイオード
を互に逆極性に並列接続した振幅制限器が一般に
使用されるが、ダイオードの順方向以下の入力レ
ベルに対しては効果がなく、増幅器の利得が高い
場合はやはり飽和するに至る。

第２図に示したような検知増幅器１９，２０の
利得とＡ、入力電圧をVi、出力電圧をV₀、ツエ
ナーダイオードのツエナー電圧をVzとすれば、
第４図に示すように、入力電圧Viが Vz／（１−Ａ）ViVz／（Ａ−１） の範囲内にあれば、入力電圧は直線的に増幅さ
れ、それを越える範囲では、出力電圧はＡ・
Vz／（Ａ−１）もしくはＡ・Vz／（１−Ａ）の
一定値に制限される 第２図に示した回路において、出力トランジス
タの アイドリング電流 0.1A 最大ピーク電流 7A（100W／4Ω） エミツタ抵抗 0.2Ω とすれば、検知増幅器の入力レベルは20mV〜
1.4Vになる。検知増幅器の利得を、40dB、飽和
出力レベル6Vとすれば、ツエナーダイオードが
接続されない場合は、60mV以上の入力があれば
検知増幅器は飽和する。ツエナー電圧４Ｖ程度の
ダイオードを接続することによつて、40mV程度
を越える入力に対して、検知増幅器の出力を4V
程度で非飽和状態に保つことができる。

以上詳述のように、本発明によれば、出力トラ
ンジスタのアイドリング電流の変動を除去するこ
とができる。また、熱結合によらないで所期の目
的を達成できるのでトランジスタ等の配置関係に
関する制約がなくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のプツシユプル電力増幅器の構成
例を示す結線図、第２図は本発明による増幅器の
バイアス調整回路の一実施例を示す結線図、第３
図及び第４図はそれぞれ第２図に示した回路の説
明に供する線図である。 １０及び１１は出力トランジスタ、１９及び２
０は検知増幅器、２３は選択回路、PHはピーク
ホールド回路、３１は比較器である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ プツシユプル電力増幅器を構成する第１及び
   第２の出力トランジスタのそれぞれのエミツタ電
   流を検出する第１及び第２の電流検知手段と、 該第１及び第２の電流検知手段の検知出力の絶
   対値を比較して、この絶対値が小さい方の上記検
   知出力を選択する選択回路と、 該選択回路の出力のピーク値をホールドするピ
   ークホールド回路と、 該ピークホールド回路のホールド値に応じて上
   記第１及び第２の出力トランジスタのベースバイ
   アスを制御してアイドリング電流を一定に保持す
   るバイアス設定手段とから成ることを特徴とする
   増幅器のバイアス制御回路。