JPH0353847B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 〔本発明は、直流送電における変換装置の制御
方法に係り、特に演算処理回路を用いて変換装置
のデイジタル制御を行なうのに好適な制御方法に
関する。

〔従来技術〕

直流送電における変換装置の位相制御において
は、直流電流を一定とする定電流制御、及び直流
電圧を一定とする定電圧制御を基本としており、
通常運転時には、順変換器側を定電流制御、逆変
換器側を定電圧制御としている。また、潮流反転
動作時、送電線地絡事故時等のような過渡時の場
合、各変換装置は定電流制御モードから定電圧制
御モードへ、または、定電圧制御モードから定電
流制御モードへと切り替わる。変換装置の位相制
御における制御モード間の切り替わりは、直流過
電圧、直流過電流、直流電流断続等の発生による
直流送電用機器の故障、及び交流系統の動揺等を
防止するため、高速とする必要があり、従来か
ら、定電流制御系、定電圧制御系の飽和レベルを
必要最小限におさえ、制御モード間の切り替わり
における時間遅れを小さくするためのリミツタ
（飽和レベルリミツタ）を設ける等の対策がなさ
れている。アナログ制御方式で変換装置の位相制
御を行なう場合、定電流制御系、定電圧制御系の
応答速度を十分に速くすることができるので、飽
和レベルリミツタを設けるだけで制御モード間の
高速切り替えが可能である。しかし、演算処理回
路によりデイジタル制御の場合、演算処理回路の
演算処理時間に起因する時間遅れのために、定電
流制御系、定電圧制御系の応答速度をアナログ制
御の場合ほど高速にすることができない。したが
つて、飽和レベルリミツタを設けただけでは、制
御モードの高速切り替えを実現できない。例え
ば、直流送電線が地絡したときの逆変換器の応動
について述べると、飽和レベルリミツタを設けた
場合、アナログ制御においては、定電圧制御モー
ドから定電流制御モードへ、約5msで切り替わる
のに対し、デイジタル制御における制御モードの
切り替わりは、地絡が発生してから約15ms要し
ている。したがつて、デイジタル制御の場合、地
絡時の逆変換器側直流電流の低下が大きく、電流
断続が発生しやすくなる。

従来のデイジタル処理の演算処理内容をブロツ
ク図で表わすと第７図のように表わせる。ここで
は定電流制御関数２６と定電流制御信号リミツタ
２７よりなる定電流制御系２１と、定電圧制御関
数２８と定電圧制御リミツタ２９よりなる定電圧
制御系２２、及び余裕角制御関数３０よりなる余
裕角制御系２３の各制御系の出力P_c（定電流制御
信号）、P_v（定電圧制御信号）、P_r（余裕角制御信
号）のうち値が最も小さい信号を最小値選択系２
４で選択して位相制御信号Ｐとし、さらに位相制
御信号リミツタ２５で位相制御信号を（Ｐ）_L＜≦
Ｐ≦（Ｐ）_Hの範囲に制限して出力するようになつ
ている。ただし、（Ｐ）_L、（Ｐ）_Hの値は運転モード
によつて異なる。

本構成によると定電流制御系２１と定電圧制御
系２２は、それぞれ前回自己の演算した演算値、
P_c、P_vの値を用いて演算を行なう構成となつて
いるため、地絡事故発生等に対して制御運転モー
ドをスムーズに切り換えられない。

第８図は、直流送電線において地絡事故が発生
した場合の前記従来例の回路を用いた時の動作波
形である。

第８図１は、順変換器側の制御信号の応動を示
しており、地絡事故発生時t₇の後も位相制御信号
ＰがＰ＝P_cとなつていることから、定電流制御運
転モードとなつていることがわかる。

第８図２は、逆変換器側の制御信号の応動を示
しており、位相制御信号Ｐが地絡事故発生時点t₇
においてＰ＝P_vからＰ＝P_cに切り替わつている
ことから、運転モードが、定電圧制御運転モード
から、定電流制御運転モードに切り替わつている
ことがわかる。

第８図の３，４は、それぞれ順変換器側の直流
電流、逆変換器側の直流電流の動作波形を示して
おり、第８図の４をみると、定電圧制御運転モー
ドから定電流制御運転モードへの切り替りが滑ら
かでないために、電流低下が大きく、電流断続が
発生しやすくなつている。

次に従来例の潮流反転時の動作波形を第９図に
示す。

第９図の１は順変換器運転から逆変換器運転へ
かわる側の制御信号の応動を示す。定電流制御信
号P_cは、直流電流設定値が1.0_p.uから0.9_p.uまで変
化する時点t_sで、まず直流電流を0.9_p.uとする値に
なり、次に制御遅れ角を180度とする値まで立ち
上がる。定電圧制御信号P_vは、直流電圧が−
1.0_p.u以下になつた時点で図で示すように変化し、
最終的に直流電圧を−1.0_p.uにする値に落ち着く。
したがつて、位相制御信号は図のようになる。

第９図の２は逆変換器運転から順変換運転へか
わる側の制御信号の応動を示す。これをみると位
相制御信号ＰがＰ＝P_cとなる時点は時点t_sよりか
なり後である。

第９図の３は直流電流Idの応動を示しており、
逆変換器側の定電流制御系の動作遅れのために、
記号Ｃで示すような電流振動が生じている。

第９図の４は直流電圧Vdの応動を示しており、
第９図の１における定電圧制御系の動作遅れのた
めに、記号Ｄで示すような電圧振動が生じてい
る。

以上のように従来の制御方式においては、地絡
時における逆変換器の電流低下が大きく、電流断
続が生じやすい。また潮流反転時に運転モード間
の切り替わりが滑らかでなく、直流送電線に電流
振動、電圧振動が発生する。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、直流送電用変換装置のデイジ
タル制御における定電流制御モード、定電圧制御
モード等の制御モード間の切り替わりを高速にす
ることにより、過渡時における直流過電圧、直流
過電流、及び直流電流断続等の発生を防止するこ
とにある。

〔発明の概要〕

本発明は、変換装置の定電流制御を行なうため
の定電流制御信号、及び変換装置の定電圧制御を
行なうための定電圧制御信号等の大きさによつて
決まる位相制御信号の値を、定電流制御信号、及
び定電圧制御信号を作成する過程で初期値として
用いることにより、制御モード間の高速切り替え
を実現したものである。

〔発明の実施例〕

第１図、第２図、第３図に従つて、２端子直流
送電系統におけるデイジタル制御システムの概要
を述べ、第４図、第５図、第６図、によつて、２
端子直流送電系統の制御に本発明を適用した場合
の制御アルゴリズム、及びその効果を説明する。

第１図は、３相交流系統１，２、変換装置３，
４、直流リアクトル５，６、及び直流送電線７か
らなる２端子直流送電系統をデイジタル制御によ
り運転する場合のシステム構成を示したものであ
る。デイジタル制御システム８は、中央制御装置
９、及び端子制御装置１０，１１から成つてお
り、各端子制御装置１０，１１は、中央制御装置
９からの指令信号に応じて、それぞれ変換装置
３，４の位相制御を行なう。

第２図は、端子制御装置１０，１１の回路構成
を示したものである。演算処理回路１３はパルス
発生回路１２が発生するパルスＯによつて起動
し、入力回路１５を介して、直流電流I₄、直流電
圧V_d、最小転流電圧E_nio、及び中央制御装置から
与えられる直流電流設定値I_d0、直流電圧設定値
V_d0、起動停止指令信号S₁、潮流制御指令信号S₂
をデイジタル量として取り込み、記憶回路１４に
予め記憶されている演算処理手続きに従つてデイ
ジタル演算処理を行ない位相制御信号Ｐを作成し
出力回路１６を介して位相制御回路１７に出力す
る。位相制御回路１７は位相制御信号Ｐを制御入
力として、位相制御信号Ｐの大きさに比例した大
きさの制御遅れ角αの点弧パルスＱを発生し、変
換装置を駆動する。

第３図のタイムチヤートは、第２図に示した端
子制御装置の動作を表わしている。パルス発生回
路１２が発生するパルス波形が第３図の１のよう
に、周期的にＨ（High）、またはＬ（Low）にな
り、演算処理回路１３が発ルス波形ＯのＬからＨ
への変化時点で起動するものとし、演算処理回路
１３が起動してから位相制御信号Ｐが変化するま
での時間、すなわち演算処理時間をT₁秒とすれ
ば、位相制御信号Ｐは、演算処理回路１３の演算
処理結果に応じて第３図の２の実線で示すように
ステツプ状に変化する。また、このときのサンプ
リング周期は、パルス波形Ｏのパルス周期T₂と
なる。第２図の位相制御回路１７は第３図の２の
破線のように変換装置の各相に対応するランプ波
形を内部で作成し、位相制御信号Ｐとランプ波形
との大小比較を行ない、位相制御信号Ｐの波形が
ランプ波形を横切る時点で第３図の３に示すよう
なパルスＱを発生し、パルスＱを変換装置の各相
に分配し、点弧パルスを作成する。ただし、第３
図の２におけるランプ波形の最大値P_naxは、制御
遅れ角180度に対応しており、位相制御信号Ｐ＝
P_naxのとき、点弧パルスの制御遅れ角は180度と
なる。また、第３図の２におけるランプ波形の最
小値P_nioは、制御遅れ角０度に対応しており、位
相制御信号Ｐ＝P_nioのとき、点弧パルスの制御遅
れ角は０度となる。このように、点弧パルスの制
御遅れ角は、位相制御信号Ｐの大きさに比例して
おり、第３図の２のランプ波形l₁を例にとつて説
明すると、l₁は、時点t₂から時点t₆まで直線的に
立上がり、位相制御信号Ｐの波形が第３図の２の
実線のようになつているとすれば、l₁に対応する
点弧パルスはq₁となり、そのときの制御遅れ角に
対応する時間はt₃となる。

第４図は、演算処理回路１３による演算処理に
本発明を適用した場合の制御アルゴリズムをブロ
ツク図で表わしたものである。この図で21位相制
御信号Ｐの前回値（１サンプル周期前の演算処理
で決定した値）を初期値として定電流制御演算を
行ない定電流制御信号P_cを得る定電流制御系２１
と電圧制御系２２はスイツチ３１の切り替えによ
り位相制御信号Ｐの前回値、または定電圧制御信
号P_vの前回値を初期値として得、定電圧制御演
算によつて定電圧制御信号P_vを得る定電圧制御
系、２３は変換装置の転流失敗を防止するため制
御遅れ角αの大きさを制限する余裕角制御信号P〓
を得る余裕角制御系２３である。各出力P_c、P_v、
P〓のうち値が最も小さい信号を最小値選択系２４
で選択して位相制御信号Ｐとし、さらに、位相制
御信号リミツタ２５で位相制御信号Ｐを（Ｐ）_L≦
Ｐ≦（Ｐ）_Hの範囲に制限して出力するようになつ
ている。ただし、（Ｐ）_L、（Ｐ）_Hの値は運転モード
によつて異なる。すなわち、（Ｐ）_Hは変換装置の
停止時においては（Ｐ）_H0（制御遅れ角90度に相
当）、変換装置の定格運転時においては（Ｐ）_H1
（制御遅れ角160度に相当）となり、ソフト起動期
間、ソフト停止期間においては、（Ｐ）_H0、（Ｐ）_H1
間を直線的に変化する。（Ｐ）_Lは、変換装置を順
変換器運転する場合と逆変換器運転する場合とで
異なり、順変換器運転時においては、変換装置の
停止時に（Ｐ）_L0（制御遅れ角80度に相当）、変換
装置の定格運転時に（Ｐ）_L1（制御遅れ角10度に
相当）となり、ソフト起動期間、ソフト停止期間
においては、（Ｐ）_L0、（Ｐ）_L1間を直線的に変す
る。また、逆変換器運転の場合、（Ｐ）_Lは常に
（Ｐ）_L0である。ただし、潮流反転時においては、
（Ｐ）_Lの値は、位相制御信号ＰがＰ＝（Ｐ）_L0とな
つた時点でステツプ状に変化する。また、スイツ
チ３１は、変換装置を逆変換器運転する場合で、
かつ位相制御信号Ｐが（Ｐ≧P_L0のときだけ、位
相制御信号Ｐの前回値を定電圧制御演算における
初期値とし、それ以外の場合、すなわち、Ｐが
90゜より小さくなり、下限リミツタP_L0（80゜）まで
達すると、変換装置は順変換器運転に移行するこ
とになるので、このときは定電圧制御信号P_vの
前回値を定電圧制御演算における初期値とするよ
うに動作させる。このようなスイツチ３１を設け
たのは、定電圧制御演算における初期値を常に位
相制御信号Ｐの前回値とした場合の定電流制御系
と定電圧制御系の相互干渉による制御性能の悪化
を防止するためである。

例えば、位相制御信号Ｐの前回値を定電流制御
演算及び定電圧制御演算における初期値として変
換装置を順変換運転しているときに送電線が地絡
した場合、定電流制御系は定電流制御信号P_cを大
きくして直流過電流を抑制するように動作する
が、定電圧制御系の応答が、一般に定電流制御系
の応答よりも遅いので、定電圧制御信号P_vが、
定電流制御信号P_cよりも小さくなり、定電圧制御
モードとなる。このため膨大な直流過電流が発生
する。

定電流制御系２１は、変換装置の定電流制御を
行なうための定電流制御信号P_cを定電流制御関数
２６で作成し、定電流制御信号リミツタ２７によ
り定電流制御信号P_cの大きさを制限して（制御遅
れ角で０度から180度の範囲に制限する。）出力す
る。また、定電流制御関数２６による定電流制御
信号P_cの作成においては、サンプリング周期ごと
の位相制御信号の値（Ｐ）_oを初期値とし、直流電
流設定値、及び直流電流のサンプリング周期ごと
の値（I_d0）_o、（I_d）_oを制御入力とし、次式に従つ
て１サンプリング周期後の定電流制御信号（P_e）
_o+1を作成し、P_cとして出力する。

（P_c）_o+1＝K_c（Ｐ）_o＋F_c 〔（I_d0）_o、（I_d）_o〕 …(1) ただし、K_cは制御定数、F_eは（I_d0）_o、（I_d）_oを
パラメータとする関数であり、ｎはサンプリング
時点を表わす整数である。

定電圧制御系２２は、変換装置の定電圧制御を
行なうための定電圧制御信号P_vを定電圧制御関
数２８で作成し、定電圧制御信号リミツタ２９に
より定電圧制御信号P_vの大きさを制限して（制
御遅れ角で０度から180度の範囲に制限する。）出
力する。

定電圧制御関数２８による定電圧制御信号P_v
の作成においては、変換装置を逆変換器運転する
場合で、かつ位相制御信号Ｐの前回値がP_L0の値
以上のとき、位相制御信号Ｐのサンプリング時点
での値（Ｐ）_oを初期値とし、それ以外の場合は、
定電圧制御信号P_vのサンプリング時点での値
（P_v）_oを初期値としている。このとき、サンプリ
ング時点での直流電圧設定値、及び直流電圧を、
それぞれ（V_d0）_o、（V_d）_oとすれば、（Ｐ）_oを初期
値として１サンプリング周期後の定電圧制御信号
（P_v）_o+1を決定する場合の演算式は、 （P_v）_o+1＝K_v（Ｐ）_o＋F_v 〔（V_d0）_o、（V_d）_o〕 …(2) となり、それ以外の場合は、次式で表わされる。

（P_v）_o+1＝K_v（P_v）_o＋F_v 〔（V_d0）_o、（V_d）_o〕 …(3) ただし、K_vは制御定数、F_vは（V_d0）_o、（V_d）_o
をパラメータとする関数であり、ｎはサンプリン
グ時点を表わす整数である。

余裕角制御系２３は、変換装置の転流失敗を防
止すると同時に変換装置を高力率で運転するた
め、必要最小限の余裕角を確保するリミツタとし
て働く。したがつて、余裕角制御関数３０は、サ
ンプリング周期ごとの直流電流（I_d）_o、及び最小
転流電圧（E_nio）_oから、次式に従つて必要最小限
の余裕角を確保するための余裕制御信号の１サン
プリング周期後の値（P〓）_o+1を求め、P〓として出
力する。

（P〓）_o+1＝F〓〔（I_d）_o、（E_nio）_o…(4) ただし、F〓は（P〓）_o+1を表わす関数である。第
４図に示す制御アルゴリズムに従つて、直流送電
系統の運転を行なう場合、運転モードによつて直
流電流設定値I_d0を変化させる。すなわち、変換
装置を順変換器運転する場合、停止時においては
I_d0＝0.1_P.U.、定格運転時においてはI_d0＝1.0_P.U.と
し、ソフト起動期間、ソフト停止期間において
は、I_d0の値を直線的に変化させる。また、変換
装置を逆変換器運転する場合、I_d0の値を、順変
換器運転時におけるI_d0の値の約90％にする。し
たがつて潮流反転を行なう場合は、順変換器側の
I_d0の値と逆変換器側のI_d0の値を入れ替える。ま
た、直流電圧設定値V_d0は、運転モードによつて
変える必要はなく、常に1.0_P.U.である。ただし、
直流電圧V_dの値は、逆変換器動作時の値を正と
している。

第４図の制御系を用いて、２端子直流送電系統
のデイジタル制御を行なつた場合の動作波形を以
下に示し、本発明の効果を述べる。

第５図は、直流送電線の地絡事故が発生した場
合の動作波形であり、第５図の１は、順変換器側
における制御系の応動を示している。

この場合、順変換器側の定電圧制御信号P_vは、
定電圧制御信号P_vの前回値を初期値として決定
されるため、制御遅れ角180度に対応する値とな
り、また、位相制御信号リミツタのリミツタ値
（Ｐ）_L、（Ｐ）_Hはそれぞれ制御遅れ角10度、及び
160度に対応する値になる。余裕角制御信号P〓は、
（Ｐ）_Hよりもわずかに小さい値になり、地絡時の
過電流に応答して、地絡発生時点t₇の後振動す
る。また、順変換器運転時においては定電流制御
信号P_cが最小値選択系２４で選択されるため、位
相制御信号ＰはP_cと一致する。すなわち定電流制
御モードとなり、時点t₇で地絡が発生すると、位
相制御信号Ｐの値は、図のように増加する。

第５図の２は、逆変換器側における制御系の応
動を示しており、リミツタ値（Ｐ）_Lは制御遅れ角
80度に対応する値となる。定電流制御信号P_c、及
び定電圧制御信号P_vが、それぞれ位相制御信号
Ｐを初期値として決定されるため、Ｐ，P_c，P_v
の値は、ほとんど一致する。また、地絡発生時点
t₇以前では、Ｐ＝P_v、すなわち定電圧制御モード
となり、地絡時点t₇の後はＰ＝P_c、すなわち定電
流制御モードとなる。定電圧制御モードから、定
電流制御モードへの切り替わりは、Ｐ，P_c，P_v
がほとんど一致しているため、高速に行なわれ
る。この動作波形を前に述べた従来例の動作波形
の第８図と比較すれば明らかなように、本方式に
よれば、地絡発生時における逆変換器側直流電流
の低下幅は小さくなり、逆変換器側における電流
断続の発生を防止する効果がある。

第６図は、潮流反転時の動作波形であり、第６
図の１は順変換器運転から逆変換器運転に反転す
る変換装置についての制御系の応動を示してい
る。これは時点t₈で潮流反転を開始し、時点t₁₀で
潮流反転を終了する場合の波形であり、位相制御
信号Ｐが（Ｐ）_L0の値を横ぎるとき、すなわち時
点t₉で、リミツタ値（Ｐ）_L、及び定電圧制御信号
P_vが図に示すようにステツプ状に変化する。時
点t₉以前では、定電流制御信号P_cのみ、位相制御
信号Ｐの前回値を初期値としているためＰ，P_cの
値のみが一致しているが、時点t₉以降は、さらに
位相制御信号P_vも位相制御信号Ｐの前回値を初
期値として決定されるため、Ｐ，P_c，P_vの値が
ほとんど一致する。したがつて、時点t₁₀におけ
る定電流制御モードから定電圧制御モードへの切
り替わりが瞬時に行なわれる。第６図の２は、逆
変換器運転から順変換器運転に反転する変換装置
についての制御系の応動を示しており、潮流反転
開始時点t₈以前においては、定電流制御信号P_c、
及び定電圧制御信号P_vが位相制御信号Ｐの前回
値を初期値として決定されるため、Ｐ，P_c，P_v
の値はほとんど一致する。第６図と従来方式の潮
流反転時の動作波形の第９図を比較するとわかる
ように、本方式では運転モードの切り替わりが滑
らかで、直流送電線に電流振動、電圧振動の発生
を抑制する効果がある。

〔発明の効果〕

したがつて、時点t₈における定電圧制御モード
から定電流制御モードへの切り替わりが高速に行
なわれる。このように、両変換装置における制御
モードの切り替わりが高速であるため、潮流反転
時の直流過電流及び直流過電圧が微小となる。ま
た、本発明によれば、起動・停止時の制御モード
の切り替わりも高速となるので、起動・停止動作
が滑らかとなる。

以上のように、本発明は、直流過電圧、直流過
電流、及び直流電流断続等の発生を防止するのに
有効である。

さらに、本発明は、定電流制御系、及び定電圧
制御系がそれぞれ複数存在する複雑な制御系（例
えば、多端子直流送電系統の制御を目的とする制
御系）にも適用でき、制御性能を向上するための
有効な手段となる。

本発明によれば、交直変換装置の定電流制御モ
ード、定電圧制御モード、余裕角制御モード、及
びリミツタ制御モード等の制御モード間の切り替
わりを高速にすることができるので、直流送電系
統の起動、停止、潮流反転時に発生する直流過電
圧、直流過電流を抑制することができる。また、
地絡時における逆変換器側直流電流の低下を抑制
できるので、電流断続による変換装置の故障を防
止できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、直流送電系統のデイジタル制御シス
テムの構成、第２図は、端子制御装置の構成、第
３図は、端子制御装置の動作についてのタイムチ
ヤート、第４図は、本発明による制御系のブロツ
ク図、第５図、及び第６図は、本発明による制御
系の動作波形を、第７図は、従来例の制御ブロツ
ク図、第８図、及び第９図は従来方式の制御系の
動作波形を示している。 ２１…定電流制御系、２２…定電圧制御系、２
３…余裕角制御系、２４…最小値選択系、２５…
位相制御信号リミツタ、２６…定電流制御関数、
２７…定電流制御信号リミツタ、２８…定電圧制
御関数、２９…定電圧制御信号リミツタ、３０…
余裕角制御関数、３１…スイツチ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流送電の直流電流を一定とするための定電
   流演算と、直流送電の直流電圧を一定とするため
   の定電圧演算とを繰り返して実行し、変換装置の
   制御遅れ角をより小さくする側の演算結果を選択
   して変換装置を制御する直流送電における変換装
   置の制御方法において、該変換装置を逆変換運転
   する場合に、前記定電流演算もしくは定電圧演算
   を１回前の演算で選択された位相制御信号の値を
   初期値として用いて行うことを特徴とする直流送
   電における変換装置の制御方法。 ２ 直流送電の直流電流を一定とするための定電
   流演算と、直流送電の直流電圧を一定とするため
   の定電圧演算とを繰り返して実行し、変換装置の
   制御遅れ角をより小さくする側の演算結果を選択
   して変換装置を制御する直流送電における変換装
   置の制御方法において、該変換装置を逆変換運転
   する場合に、前記定電流演算は１回前の演算で選
   択された位相制御信号の値を初期値として用いて
   行い、定電圧演算は１回前の定電圧演算で得られ
   た演算結果を初期値として用いて行うことを特徴
   とする直流送電における変換装置の制御装置。