JPH0360120B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、広い意味では電子楽音発生器の分野
に関するものであり、特にラウドネス信号をして
発生した楽音のスペクトル内容を制御させるため
の装置に関する。

特に本発明は、オーデイオ波形信号を規定する
等間隔に置かれたサンプル点の振幅データを計算
し、その振幅データを発生する楽音のピツチに比
例する速度（３７の出力信号の速度）で音調レジ
スタ３５からＤ−Ａ変換器４７に転送する楽音発
生器を有する楽器において、 前記複数のサンプル点からなる主データセツト
を後から読出すために書き込む主レジスタ３４
と、 アドレスとしての入力データに対する出力デー
タが非線形特性となる変換データが記憶された変
換メモリ手段１０２と、 該変換メモリからの前記変換データを前記主レ
ジスタに出き込まれる前記主データセツトとする
ために、前記変換データを前記変換メモリから読
出すための前記アドレスとしての入力データを発
生するアドレス手段１０１，２４，２３，２１，
２２，２０，１９，１６と、 前記主データセツトのそれぞれの値から前記主
データセツトの平均値を零平均値にするための値
を作成する手段１０３，１０４，１０５と、 該作成された値と前記主レジスタから読み出さ
れた前記主データセツトのそれぞれの値とを加算
し、零平均値された主データセツトを作成する加
算手段１０６と、 該零平均値された主データセツトを前記音調レ
ジスタへ転送し、前記Ｄ−Ａ変換器より可変スペ
クトル内容を有する楽音を発生させるための装置
に関する。

電子楽器設計において表現しにくい目標は、従
来の音響効果のあるオーケストラの楽器音を現実
的にまねる能力である。最も良い結果は、空気を
吹きこむパイプオルガンやハープシコードをまね
た電子楽器の場合に得られている。これらの楽器
の場合にすぐれた模倣結果が得られる主な理由
は、これらの楽器が本質的には機械的楽音発生器
であるからである。楽音発生は自動的であり、音
楽家は、オン−オフスイツチを作動させるだけで
よい。これら２種類の楽器を注目すべき例外とす
ると、他の殆んどすべての楽器の楽音特性は、音
楽家が有する一定の技術の関数（function）であ
る。

従来のオルガンの音を注目すべき例外とする
と、楽器から発する殆んどすべての楽音は、時間
的に変化する楽音スペクトルを示すことは古くか
ら認識されている。特徴的な時間的に変化するス
ペクトルの認識は、“スライド型フオルマント”
および“FMシンセサイザ”の一般的な名称で知
られているような電子楽音発生システムの開発に
動機を与えたスライド型フオルマント楽音発生器
は、減算（法）合成（substractive synthesis）
とも呼ばれる１群の発生器を構成する。減算
（法）合成においては、基音源は所望する楽音ス
ペクトル成分以上を発生させ、所望しないスペク
トル成分は何らかの種類の周波数フイルタによつ
て減衰されるか、又はろ波される。FMシンセサ
イザは加算（法）合成であつて、そこではFM
（周波数変調）は、簡単な単一の周波数正弦波時
間関数からることがしばしばある楽音源信号に成
分を加算するのに用いられる。

スライド型フオルマント又はFMシンセサイザ
のような合成技術を用いて、電子装置で音を変化
させないオーケストラ用楽器をまねることは試行
錯誤によつて行われてきている。何らかの特定の
楽器に“近い”又はそれに似ていると判断される
出力楽音が出るまで、多数の楽音制御装置および
ADSRエンベロープ制御装置を調節する。これら
の技術は、選択した楽器からの楽音を先ず分析
し、ついで楽音発生器の分析モデルを作り、最後
に分析モデルで実験的にえられたパラメータを用
いてもとの音によく似た楽音を合成するといつた
ような比較的に学理的な方法では決してない。

楽器音を分析し、モデルをつくり、合成すると
いう学理的方法は、少数の比較的に分離された場
合を除くと現在のところ成功していないことから
判断して容易には実施されないことは明白であ
る。問題の一部は、音楽家が楽器を効果的に演奏
する場合に出る楽音構造の多くの微妙な点を十分
に作ることができないことにある。音楽家は、一
定の音符に対する楽音構造が楽音のラウドネスと
ともに変化するという技術を一般に用いる。反復
される音符は違つたラウドネスと楽音構造で奏せ
られ、この微妙な差異が大部分の電子楽音発生器
により発生される機械的反復音を除去する。どん
なに上手な演奏家でも、一定の音を全く同じ楽音
スペクトルでくり返すことはできない。一般的に
いつて、楽音のラウドネスレベルが高くなるにつ
れて、その楽音スペクトルは、より高い高調波の
数と強さが増大する。非常にやわらかな楽音は、
少数の高調波しか有しない楽音に近づく傾向があ
る。

オーケストラ用楽器の音に非常によく似た音を
合成しようとする場合に遭遇する問題の多くは、
人間の言語をまねようとする言語シンセサイザを
実施する場合に出会う問題と似ている。一般的な
種類の言語シンセサイザにおいては、パルス状反
復波形が基本的音源の１つとして用いられる。こ
の音源は時間的に変化するシステム制御パラメー
タに応答して線型および非線型システム変換で修
正され、最終的結果として人間の言語を模倣す
る。

楽音発生における非線型システム変換の応用
は、コンピユータ音楽雑誌（Computer Music
Journal）第３巻第２号35〜42頁（1979年）に掲
載されたボーチヤンプJ.の技術論文“非線型関数
を用いたスペクトルエボリユーシヨンマツチング
による金管楽器音合成（Brass Tons Synthesis
by Spectrum Bvolution Matching with
nonlinear Funchions）”に述べられている。

第８図に本発明が適用できる一つの“複音シン
セサイザ”と題する米国特許第4085644号（特開
昭52−27621）の主の回路図を示し、以下に概要
を述べる。

米国特許第4085644号（特開昭52−27621）は、
離散的フーリエ変換アルゴリズムを実施すること
によつて楽音波形を合成する複音発生システムを
指向する。

複音シンセサイザは楽器鍵盤スイツチ１２のア
レイを含む。一つ又は複数の鍵盤スイツチがスイ
ツチ状態を変えて作動されると（“オン”のスイ
ツチ位置になると）、音調（ノート）検出・割り
当て装置１４は作動された状態に状態を変えた検
出された鍵盤スイツチを符号化し、その作動され
た鍵スイツチに対する対応する鍵情報を記憶す
る。音調検出・割り当て装置１４が発生させた情
報を用いて楽音発生器が各作動された鍵スイツチ
に割当てられる。

音調検出・割り当て装置サブシステムの適当な
構成が米国特許第4022098号に記述されている。

一つ又は複数の鍵スイツチが作動されると、実
行制御回路１６は反復する一連の百計算サイクル
を開始する。各計算サイクルの期間中に主データ
セツトが計算される。主データセツトの64データ
語は楽音のオーデイオ波形１サイクルの等間隔に
置かれた64の点の振幅に対応する。一般原則とし
て、オーデイオトーンスペクトルの最大高調波は
１つの完全な波形周期のデータ点数の1/2にすぎ
ない。従つて、64データ語を含む主データセツト
は最高32の高調波を有する楽音波形に対応する。

一方では作動された鍵スイツチを鍵盤上で作動
したまゝにしておいて、又は押鍵したまゝにして
おいて、反復する一連の計算サイクルの間に主デ
ータセツトを連続的に再計算して記憶し、このデ
ータを音調シフトレジスタにロード（負荷）でき
るようにすることが望ましい。各楽音発生器に対
応づけられた１つの音調シフトレジスタがある。

各計算サイクルの開始時に高調波カウンタ２０
はその最小カウント状態又は零カウント状態に初
期設定される。語カウンタ１９が実行制御回路１
６によつて増分されて、そのモジユロカウンテイ
ング実施の故にその最小カウント状態又は零カウ
ント状態に戻る度毎に、実行制御回路１６は信号
を発生させ、この信号が高調波カウンタ２０のカ
ウント状態を増分させる。語カウンタ１９は主デ
ータセツトを構成するデータ語数である64をモジ
ユロとしてカウントするように実施されている。
高調波カウンタ２０はモジユロ３２をカウントす
るように実施されている。この数は64データ語を
含む主データセツトと一致する最大高調波数に対
応する。

各計算サイクルの開始時に、加算器−アキユム
レータ２１のアキユムレータは実行制御回路１６
によつて零値に初期設定される。語カウンタ１９
が増分される度毎に、加算器−アキユムレータ２
１は高調波カウンタ２０の現在のカウント状態を
アキユムレータに含まれる合計に加算される。こ
の加算はモジユロ６４として実施される。

加算器−アキユムレータ２１のアキユムレータ
の内容は正弦波関数テーブル２４から三角関数正
弦波関数値をアクセスするためにメモリアドレス
デコーダ２３により用いられる。正弦波関数テー
ブル２４はＤの間隔で０≦φ≦64に対する三角関
数sin（2πφ／64）の値を記憶する固定メモリとし
て実施するのが有利である。Ｄはテーブル分解定
数である。

メモリアドレスデコーダ２５は高調波カウンタ
２０のカウント状態に応答して高調波係数メモリ
２６並びに２７に記憶されている高調波係数を読
出す。

乗算器２８は正弦波関数テーブル２４から読出
された三角関数値と、高調波係数メモリ２６並び
に２７から読出された高調波係数の値との積を生
じさせる。乗算器２８によつて作られた発生した
積値は１入力として加算器３３に与えられる。

主レジスタ３４の内容は各計算サイクルの開始
時に零値に初期設定される。語カウンタ１９が増
分される度毎に、クロツク選択器４２によつて選
択された主クロツク１５に応じて、語カウンタ１
９のカウント状態に対応するアドレスにおける主
レジスタ３４の内容が読出され、１入力として加
算器３３に与えられる。加算器３３への入力の合
計は、語カウンタ１９のカウント状に等しい、又
は対応するメモリ位置において主レジスタ３４に
記憶される。語カウンタ１９が１サイクル６４カ
ウントの完全な32カウントサイクルだけ循環する
と、主レジスタは乗算器２８へ与えられた１セツ
トの高調波係数によつて決定されるスペクトル関
数を有する楽音波形の完全な１周期を含む主デー
タセセツトを含む。

楽音発生器には楽音発生器に対応づけられた音
調シフトレジスタ３５，３６と音調クロツク３
７，３８とＤ−Ａ変換器４７，４８が各々ある。

反復する一連の計算サイクル中の各計算サイク
ルに引き続いて、データ転送サイクルが開始され
実行される、転送サイクルの間に、クロツク選択
器４２によつて選択された音調クロツクに応じ
て、主レジスタ３４に記憶されている主データセ
ツトがコピーされ１セツトの音調シフトレジスタ
３５，３６に記憶される。

音調シフトレジスタ３５，３６の各々の記憶さ
れた主データセツトは、楽音発生器に含まれてい
る楽音発生器の各々に対応づけられている音調ク
ロツク３７，３８によつて与えられるタイミング
信号に応答して逐次反復して読出される。

音調シフトレジスタ３５，３６から読出された
データはＤ−Ａ変換器４７，４８によつてアナロ
グ信号に変換される。その結果えられるアナログ
信号は音響システム１１によつて可聴楽音に変え
られる。音響システム１１は可聴音を発生させる
ため従来の増幅器とスピーカの組合せを含む。

このように、米国特許第4085644号（特開昭52
−27621）に記載されている種類の複音シンセサ
イザにおいては、計算サイクルおよびデータ転送
サイクルが反復的に、且つ独立して実施され、楽
音波形に変換されるデータを与える。楽音発生器
は、モードスイツチの動作により選択される２つ
のモードのうちのいずれのモードでも動作させる
ことができる。第１モードにおいては、参考のた
め述べた特許に説明されている動作に対応して、
計算サイクルが実施され、このサイクルの期間中
に、予め選択された楽音を特徴づける１組の記憶
された高調波係数を用いて離散的フーリエ演算を
実施することによつて主データセツトがつくり出
される。この計算は、どの楽音周波数とも同期し
ない高速度で行われるであろう。高調波係数およ
びフーリエ演算によつて要求される直交関数はデ
ジタル形で記憶され、計算はデジタル的に行われ
ることが望ましい。計算サイクルの終りに、主デ
ータセツトは主レジスタに記憶される。

第１モードにおけるシステムに対する計算サイ
クルに続いて転送サイクルが開始されるが、この
転送サイクルの間に主データセツトが多数の音調
レジスタのうちの予め選択されたレジスタへ転送
される。楽音発生は、計算サイクルおよび転送サ
イクルの期間中中断することなく続く。

本発明は、主データセツトを発生させるための
改良された配置を指向する。本発明により、入力
スペクトル制御信号に応答して変化するスペクト
ル内容を有する主データセツトを計算するため第
２のモードが実施される。この第２モードにおい
ては、予め選択された一組のデータ点を含む変換
メモリからデータ値をアドレスするために正弦波
関数が用いられる。この正弦波関数は入力スペク
トル制御信号によつてその大きさ（magnitude）
がスケールされ、それによつて変換メモリ内容の
可変サブセツトを読出させ主レジスタに記憶され
るようにする。

第２モードにおけるシステムに対する計算サイ
クルに続いて転送サイクルが始まり、この転送サ
イクルにおいては、先ず主データセツトが零平均
値を有するように調節されてから、多数の音調レ
ジスタのうちの選択されたレジスタへ転送され
る。

本発明の応用は、音調ADSR（アタツク／デイ
ケイ／サステイン／レリーズ）エンベロープ関数
のような制御信号に応答して時間的に変化させる
ことのできるスペクトル成分をもつた楽音を楽音
発生器をして発生させるようにすることである。
音色（スペクトル内容）もまた楽器のラウドネス
制御に応答して変化させることができる。

第１図は、こゝに参考のため述べてある“複音
シンセサイザ”と題する米国特許第4085644号
（特開昭52−27621）に詳述されているシステムの
変更態様として示され説明されている本発明の１
実施例を示す。図面に用いられているすべての２
桁の参照数字は上記特許の開示において同様に番
号をつけられている素子に対応する。

上記特許にに記載されているように、複音シン
セサイザは、例えば電子オルガンのような電子楽
器の従来の鍵盤に対応する楽器鍵盤を具えてい
る。楽器鍵盤上の１個又はそれ以上の鍵を押すこ
とによつて、音調検出割当回路１４は作動された
鍵に対する音調情報を記憶し、作動された各音調
を12個の別個の楽音発生器のうちの１つに割当て
る。音調検出割当回路１４は、こゝに参考のため
述べてある米国特許第4022098号（特開昭52−
44626）に説明されている。１個又はそれ以上の
鍵が押されると、実行制御回路１６が計算サイク
ルを開始させ、その計算サイクルの期間中に64語
からなる主データセツトが計算され主レジスタ３
４に記憶される。この64語は、楽音発生器が発生
させる楽音のオーデイオ波形の１サイクルに対し
て等間隔に置かれた64の点の振幅に対応する値を
もつて発生する。一般的法則は、楽音スペクトル
における高調波の数は、完全な１サイクルのデー
タ点数の1/2以下である。

２つの動作モードが第１図に示すシステムに組
み入れられている。第１モードは米国特許第
4085644号（特開昭52−27621）に記載されている
モードに対応する。第１モードは、スイツチＳ１
を閉成し、高調波係数メモリ２７からの出力を選
択するようにスイツチＳ２を動作させることによ
つて行なわれる。第１モードにおいては、複音シ
ンセサイザが主データを規定する波形を発生させ
る方法は、上記に参照した特許に詳述した方法と
同じである。

加算器３３の出力において与えられたデータ
は、送られて主レジスタ３４に記憶されるにつれ
て、そのデータはまた２の補数回路１０３によつ
て２進２の補数形に変換される。２の補数回路１
０３からの出力データは、入力データについて６
つの２進ビツト位置の右シフトを実行する右シフ
ト回路１０４により64で割算される。右シフト回
路１０４からの出力データは、加算器−アキユム
レータ１０５に含まれるアキユムレータの内容へ
連続的に加算される。このアキユムレータは、実
行制御回路１６により与えられるリセツト信号の
命令によつて計算サイクルの開始時に初期設定さ
れる。その最終的な結果として、計算サイクルの
終了時にそのアキユムレータは、主レジスタ３４
に記憶された主データセツトに含まれるデータ値
の平均値を零平均値とする値を含む。

計算サイクルが完了すると、実行制御回路１６
は転送サイクルを開始させ、この転送サイクルの
期間中に主レジスタ３４に記憶された主データセ
ツトが加算器１０６へ読出され、加算器−アキユ
ムレータ１０５のアキユムレータの内容に加算さ
れる。合計されたデータは、割当てられた楽音発
生器のうちの１つのなかの音調レジスタ３５へ転
送される。最終的な結果として、転送されたデー
タは置き換えられた主データセツトを構成し、零
の平均値を有する。

楽音発生器は、音調レジスタ、音調クロツクお
よびＤ−Ａ変換器からなる。楽音発生器は、一連
の計算サイクルの各計算サイクルの終了時に、置
き換えられた主データセツトの値を供給する。

音調レジスタ３５は、発生される楽音の完全な
１サイクルに対応する転送された64データ語を記
憶する。これらのデータ点は音調レジスタから反
復的の順次読出されてＤ−Ａ変換器４７へ転送さ
れ、この変換器は入力信号データを所望する楽音
波形のアナログ電圧に変換する。他の楽音発生器
からのアナログ電圧は加算器５５において結合さ
れ、結合された信号は音響システム１１へ印加さ
れて可聴音に変換される。。

データ点は、関連した音調クロツク３７により
発生されるクロツク速度で音調レジスタ３５から
転送される。楽音発生器の各々にそのような音調
クロツクがある。音調クロツクは、鍵盤上で押鍵
された関連音の基本楽音周波数の64倍にその周波
数がセツトされている電圧制御発振器として実施
することができる。従つて64の波形データ点のす
べてが、選択された楽音のピツチ又は基本周波数
の１周期に対応する時間の間にＤ−Ａ変換器４７
へ転送される。

音調クロツク３７に用いられる電圧制御発振器
を実施するにはいろいろな方法がある。そのよう
な１つの方法は、こゝに参考のため述べてある
“周波数ナンバー制御クロツク”と題する米国特
許第4067254号に詳細に述べられている。

前記米国特許第4085644号（特開昭52−27621）
に更に説明してあるように、一連の計算サイクル
の期間中に主レジスタ３４内にある主データセツ
トを連続的に再計算し、鍵盤上の関連した鍵が押
し続けられている間にこのデータを音調レジスタ
３５に再びロードできるようにすることが望まし
い。これは、音調クロツク速度でのＤ−Ａ変換器
へのデータ点の流れをしや断せずに行われる。

１つだけの楽音発生器の回路が第１図に明示さ
れているが、１２の関連音調クロツクを具えた１
２のそのような楽音発生器が複音シンセサイザの
好ましい実施例に通常具えられていることが理解
されるであろう。

第１図において、語カウンタ１９はシステム主
クロツクにより与えられるタイミングパルスのモ
ジユロ６４をカウントする。高調波カウンタ２０
はモジユロ３２をカウントするが、これは全部で
６４のデータ点を有する主データセツトと一致す
る高調波の最大数である。高調波カウンタ２０
は、語カウンタ１９がその初期状態に戻る度毎に
増分する。前記に参照した米国特許第4085644号
（特開昭52−27621）に述べられているように、高
調波カウンタ２０のカウント状態はゲート２２を
介して加算器−アキユムレータ２１へ伝送され
る。メモリアドレスデコーダ２３は加算器−アキ
ユムレータ２１の内容に応答して、記憶した正弦
波関数表の値を正弦波関数表２４から読出す。

第１演算モードに対する計算サイクルの期間中
に、実行制御回路１６は、１サイクル当りの完全
なカウンテイングが64カウントである語カウンタ
１９を32サイクルだけ増分させるようにする。

１つの楽音の所望するスペクトル内容に対応す
る１組の高調波係数cqが高調波係数メモリ２７
に記憶される。高調波係数は高調波カウンタ２０
の内容に対応して、メモリアドレスデコーダ２５
により高周波係数メモリ２７からアドレスアウト
される。アドレスされた高調波係数は、前記参照
の米国特許第4085644号（特開昭52−27621）に記
述した方法により、乗算器２８内でドレスされた
正弦波関数値と乗算される。

第１図に示すシステムの第２演算モードは、ス
イツチＳ１を開放し、変換メモリ１０２からの出
力を選択するようにスイツチＳ２を動作させるこ
とによつて行なわれる。第２演算モードにおいて
は、計算サイクルは64クロツク時間に限定され、
この間に語カウンタ１９は64カウント状態に対し
て増分され、一方高調波カウンタ２０はその初期
単位カウント状態にとどまつている。

正弦波関数表２４からアクセスされた正弦波関
数値の大きさはラウドネススケーラ１０１によつ
てスケール（scale）され、そのスケールされた
値は記憶されたデータを変換メモリ１０２からア
ドレスするのに用いられる。ラウドネススケーラ
１０１は、乗数がラウドネス制御信号により変化
するデータ値乗算器である。この信号は所望する
音楽効果に応じていろいろな信号源から得られ
る。そのような信号源には触れると応答する鍵盤
スイツチ、圧力センサの信号出力が閉じた鍵に加
えられた圧力とともに変化する圧力感知鍵スイツ
チ、ADSRエンベロープ発生器からの信号出力お
よびラウドネス補償データがある。

ラウドネス制御信号を得る方法は、“ラウドネ
ス自動補正制御装置を具えた電子楽器”と題する
米国特許第4214503号（特開昭55−120097号）に
記載されている。この特許出願人は本発明の出願
人と同一である。

更に迫真性を増すために、ランダム信号をラウ
ドネス制御信号に加えることができるので、繰返
される楽音はスペクトル内容の点で常に互に相異
つている。

変換メモリ１０２は、後述する方法で計算され
る64非線型データ点を記憶するアドレス可能メモ
リからなる。変換メモリ１０２はまたラウドネス
スケーラ１０１によつて転送される信号に応答し
て、記憶されたデータをアクセスするための内部
メモリアドレスデコーダを含んでいる。これらの
信号は、記憶された非線型データ点に対する64メ
モリアドレスに対応する最も近似する整数値に丸
められる。

スイツチＳ１が開放した状態にある場合には、
乗算器２８は単位乗算器として動作するようにな
る。従つて第２演算モードにおいては、乗算器は
変換メモリからの入力データを変化させずにその
まゝ加算器３３へ転送する。

乗算器２８の後段のシステム機能の残りの機能
は、第１および第２演算モードの両者と同じであ
る。

上述したように、２の補数回路１０３、右シフ
ト回路１０４、加算器−アキユムレータ１０５お
よび加算器１０６の組合わせの零平均値化回路
は、データセツトを音調レジスタに転送させて零
平均値をもたせるようにするために用いられる。
発生した楽音の開始およびレリーズ時に押鍵によ
るカチツという音が起きないようにするために、
零平均値が望ましい。楽音発生器の組合せが合計
され、合計された結合信号で動作するアナログ又
はデジタル装置の過負荷飽和を防ぐ場合には、零
平均値が望ましい。

第１演算モードに対応する複音シンセサイザの
従来の動作には、零平均値化回路を用いる必要は
ない。この場合には、零平均値は、主データセツ
トが計算される方法によつて主データセツトに対
して自動的に得られる。しかし、後述するよう
に、第２演算モードが用いられる場合には、主デ
ータセツトに対するそのような零平均値状態は自
動的には生じない。

変換メモリ１０２に記憶された非線型データ
は、正弦波関数表２４からアドレスアウトされラ
ウドネススケーラによつてその大きさがスケール
（scale）された正弦波関数データ値について非線
型振幅変換を行うのに用いられる。信号が非線型
変換によつて変換されると、その結果として、も
との信号に存在した周波数成分よりも多い周波数
成分をもつ信号がえられるということは、信号理
論技術上周知である。非線型変換に関する論考
は、1962年プレンテイスール社発行のドイツチラ
ルフ著“ランダムプロセスの非線型変換”という
著書に見出すことができる。

主データセツトに含まれる高調波の最大数は、
32、即ち発生した楽音の１サイクルをなす等間隔
に置かれたデータ点の数の1/2を超えることはで
きないというのが、第１図に示すシステムの特性
である。従つて、非線型振幅変換による場合で
も、高調波の総数は限られており、本発明のこの
特徴は、非線型振幅変換後にスペクトル内容を制
限又は修正するための他のいかなる手段の必要性
もなくする。

前記に参照した技術論文のなかでボーチヤンプ
によつて提案されているように、非線型変換デー
タセツトは下記の形をもつｎ次多項式から計算で
きる。

Ｆ(j)＝_N 〓ⁿ⁼⁰ a_oXⁿ(j) ……(1) 但し、ｊは１〜64の範囲内の整数であり、Ｎは
高調波の総数であつて、Ｎは64/2以上ではないと
いう関係がある。ｘは下記の単一の周波数正弦波
形を有する入力信号である。

ｘ(j)＝A₀ cos（πj／32） ……(2) A₀は任意の振幅定数である。式(1)と式(2)とを
組合わせて、下記の形の有限級数を得ることがで
きる。

Ｆ(j)＝_N 〓ⁿ⁼⁰ P_oC_ocos（πnj／32） ……(3) c_oは１組の非線型変換データ点Ｆ(j)によつて規
定される信号に含まれる高調波係数である。P_o
は位相定数である。

非線型係数a_oと１セツトの高調波係数c_oとの関
係は、多重用の余弦に対する下記の三角展開を用
いて得ることができる。

cos nθ＝2^n-1cosⁿθ−ｎ／１！2^n-3cos^n-2θ ＋ｎ（ｎ−３）／２！2^n-5cos^n-4θ −ｎ（ｎ−４）（ｎ−５））／３！2^n-1cos^n-6θ ＋…，ｎ＞2. ……(4) この級数は係数が零に等しくなると終了する。
もし式(4)が式(3)に代入され、その成分を式(1)にお
ける三角多重角に対する成分と項別に比較する
と、係数間の所望の関係は下記のようなものであ
ることが判る。

aj＝１／２(2/A₀)^j［ｎ−ｊ／２］ 〓 〓 ｋ＝０(-1)^k・(j+2k)(j+k-1)！P_k+2jC_k+2j／ｋ！Ｊ！…
…(5) 非線型変換データは、予め選択した１組の高調
波係数c_jから始めて式(5)で１組の非線型係数a_jを
先ず計算することにより計算される。c_jの値は、
ラウドネススケーラ１０１へ与えられたラウドネ
ス制御信号の最大値に対応する所望の楽音を得る
ように選択される。これらのa_jの値を用いて、非
線型変換データが式(1)から計算される。式(5)にお
いては、定数値A₀＝２を用いるのが便利である。
位相定数とも呼ばれる位相ナンバーP_oはすべて
＋１又は−１の値を有する。これらのナンバーは
前記に参考のために述べた米国特許第4085644号
（特開昭52−27621）に記載されているように選択
される。上記参考特許に記載されているように
P_oの値を選択すると、データ値を表わすのに用
いられるデジタル語の２進ビツト数によつて課せ
られる一定の予め決められたピーク信号値の限界
に対して非線型変換データセツトＦ(j)に対する最
大RMS値がえられる。

下記の１組のP_o値が上記参考特許に表記され
ており、これらの値は満足な結果をもたらすこと
が実験的に証明されている。

−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，
１，１，１，−１，−１，−１，１，１，−１，−１，
１，１，−１，１，１，−１，１，−１，−１，１，
−１，１，−１，１ −１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，１
，
１，１，−１，−１，−１，１，１ −１，−１，１，１，−１，１，１，−１，１，−
１，−１，１，−１，１，−１，１ 下記の別の１組の位相ナンバーP_oもまた満足
な結果をもたらすことが証明されている。

１，−１，１，１，１，−１，−１，１，１，−１，
１，１，１，１，１，１ １，１，−１，−１，１，−１，１，−１，−１，−
１，１，１，−１，１，−１，−１ １，−１，１，１，１，−１，−１，１，１，−１，
１，１，１，１，１，１ １，１，−１，−１，１，−１，１，−１，−１，−
１，１，１，−１，１，−１，−１ 式(2)によつて与えられるｘ(j)の特定の形は、正
弦波関数表２４が余弦三角関数を記憶しているも
のと仮定している。もし所望するならば、この表
は三角正弦値を記憶するのに用いることもでき
る。もし正弦値が記憶されていれば、開放スイツ
チＳ１は、固定した定数をメモリアドレスデコー
ダ２３への入力に加算させる。この固定した定数
は、アドレスされた正弦値の位相を90゜だけアド
バンスさせて、変数の同一アドレス値に対する余
弦値を発生させるのに使用される。

第２図は第１表に示すスペクトル成分を有する
楽音に対する非線型変換データセツトＦ(j)のブロ
ツトを示す。

第 １ 表 高 調 波 db 非線型係数a_j ０ −99 １，207 １ ０ 0.541 ２ ２ −2.782 ３ ５ −0.897 ４ 10 3.489 ５ 13 0.396 ６ 19 −2.643 ７ 20 −0.129 ８ 25 1.056 ９ 28 0.101 10 28 −0.208 11 29 −0.036 12 29 0.015 13 41 0.003 14 −99 ０ 15 −99 ０ 16 −99 ０ Ｘ軸の値は、正弦波関数表から変換メモリ１０
２への入力データである。これらの値は三角余弦
関数に対する値の正規化された範囲に対応する小
数の大きさ（decimal magnitude）＋１〜−１に
対して示されている。位相定数P_oを用いると、
信号の非線型変換の使用により新しい周波数をつ
くり出すという先行技術には教示されていないも
う１つの改良がえられる。余弦値はラウドネスス
ケーラ１０１により減少するので、変換メモリ１
０２に含まれる限られた範囲のデータだけがアド
レスアウトされる。従つて主データセツトの
RMS値は、ラウドネス制御信号の変化とともに
変化する。この作用は、楽音が穏やか（soft）で
あればあるほどその高調波は少なくなるという適
当な音楽上の指示にて発生する。もしすべての
P_oが同一の値を有していれば、20dbのラウドネ
ススケーラ範囲に対して、主データセツトと関連
したパワーレベル（音響出力レベル）は約40db
だけ変化し得る。もしP_oが上記の第２の組に示
した値を有していれば、パワーレベルは約20db
しか変化せず、これは主データセツトから発生す
る楽音のラウドネスを過度に低下させることなし
にラウドネス制御信号に広いダイナミツクレンジ
を可能にする点で著しい改良である。

第３図は、第２図に示されていて変換メモリ１
０２に記憶されているデータを用いた第１図の音
響システムへの出力信号の立体プロツトである。
各スペクトルの右端の数字は、ラウドネススケー
ラ１０１によつて行われる余弦値のデジタル
（db）減衰の数字である。

余弦関数は、変数値θ＝πにおいて偶数対称で
あるので第１図に示すシステムは、参考のために
述べた米国特許第4085644号（特開昭52−27621）
に詳述してある偶数対称法で動作させ得る。従つ
て32点のみが主データセツトに必要となる。この
演算モードが用いられる場合には、語カウンタ１
９は計算サイクルの期間中にはモジユロ３２をカ
ウントするようにされている。右シフト回路１０
４は、値３２による割り算に対応して５つの２進
ビツト位置の右シフトを行う。転送サイクルの間
にデータは、参考のために述べた上記特許に説明
されているように順方向への順序および逆の順序
で主レジスタからアドレスアウトされるので、１
波形サイクルに対する64点の完全なデータセツト
が音調レジスタ３５へ転送される。

第４図は第１図に示してあるシステムの変形態
様を示す。この変形態様では、個々の構成音の
各々がそれ自身の独立したスペクトル変化を持つ
ことができる主データセツトを構成する多数の追
加音を使用できる。変換メモリ１０２および１０
８によつて象徴的に示されている変換メモリの数
は、所望する多数の追加楽音の数に等しい。

第２演算モードにおいては、計算サイクルは上
述した方法で進行する。所望する楽音組合わせ
は、１組の変換メモリの入力端子に関連した選択
した組のスイツチを作動させることによつて得ら
れる。１組の変換メモリからアドレスアウトされ
た出力データは加算器１０９において合計され、
合計された出力は乗算器２８へ転送される。シス
テムの残りの部分は第１図に示し上述した部分と
同じである。

第４図に示すシステムにおいて、多数の追加楽
音のスペクトル内容は、ラウドネススケーラ１０
１によつて導入される共通のラウドネススケール
フアクタによつて変化させられる。第５図に示す
別の実施例においては、組み合わせられた楽音の
各々のスペクトル内容は、それ自身の独立したラ
ウドネススケーラの制御により変化する。従つ
て、ラウドネススケーラ１０１および１０９とし
て象徴的に示されているラウドネススケーラは、
多数の変換メモリの各々と関連している。楽音の
所望の組み合わせは、ラウドネススケーラの各々
への入力信号を制御するスイツチを作動させるこ
とによつて制御される。

第５図に示すようなシステムを用いると、可能
な楽音効果に幅広い融通性を与えることになる。
例えば、変換メモリによつて決定される構成楽音
の１つは、触れると応答する鍵盤スイツチセンサ
に応答して変化しうるか、一方第２の楽音は、そ
れが閉じた後に動作された同じ鍵に加えられた圧
力に応答して変化しうる。もう１つの可能性は、
構成楽音の１つをADSRエンベロープ関数に応答
して変化させることである。これらのラウドネス
制御信号はそれぞれラウドネススケーラのうちの
１つ又はそれ以上への入力として導入される。

データセツトの高調波の数は完全な波形サイク
ル１サイクル構成するデータ語の数の1/2以下に
自動的に制限されるという上記に指摘したシステ
ムの特徴があるので、変換メモリ１０２が１つの
正弦波関数によつてアドレスされるということは
第１図に示すシステムに本来備わつている限界で
はない。

第６図は、変換メモリ１０２からデータをアド
レスするのに区分的線形関数を用いる本発明の別
の実施例を示す。語カウンタ１９は、最大３２の
高調波に対応する64データ点を有する主データセ
ツトに対応するモジユロ６４をカウントするよう
に実施される。アツプ／ダウンカウンタ１１０は
15から０までカウントし、０を繰り返し、それか
ら15まで順方向へカウントするように実施され
る。２の補数回路１２０は、語カウンタ１９の状
態３３〜６４に対してはアツプ／ダウンカウンタ
１１０からの出力状態について２の補数２進演算
を行う。。

アツプ／ダウンカウンタから得られたアドレス
指定データを用いてえられる楽音は、変換メモリ
１０２に記憶された同じデータセツトをアドレス
するのに正弦波関数を用いることによつて得られ
る楽音とは異なる。従つて、スイツチＳ３を用い
ると、アドレス指定データの選択した形に応じ
て、非線形変換データの同一セツトから２種類の
相異なる楽音を発生させることができる 計算した主データセツトの平均値を除去するた
めの上述のサブシステムの故に、ラウドネススケ
ーラへの入力アドレス指定データは、語カウンタ
１９のモジユロカウンテイングナンバーに対応す
る周期で周期性を有する関数でなければならない
という固有の限界又は制約はない。このようなな
制約がないことが可能になるのは、主データセツ
トを音調レジスタへ転送するというシステム動作
があり、ついでその主データセツトは周期的速度
で順次に繰り返し読出されて予め選択された楽音
ピツチで波形をつくり出すので、最終的な可聴楽
音の周期性が保証される。

第７図は実行制御回路１６の詳細を示す。300
代の数字のラベルのついている第７図のシステム
素子は、実行制御回路１６の素子である。フリツ
プフロツプ３０４がセツトされその出力状態がＱ
＝“１”となると、計算サイクルが開始される。
フリツプフロツプ３２０の出力状態がＱ＝“０”
であれば、フリツプフロツプ３０４は音調検出割
当回路１４からの要求でセツトできる。後述する
ように、フリツプフロツプ３２０は転送サイクル
を制御するのに用いられ、転送サイクルが進行中
は計算サイクルは開始されないことが望ましい。
音調検出割当回路１４は、このサブシステムが鍵
スイツチが楽器鍵盤上で作動されたことを検出す
ると、計算サイクル開始要求を発生させる。代り
のシステム動作論理は、転送サイクルが進行中で
ない場合には常に完全な計算サイクルを開始させ
るか、又は音調レジスタへの各データ転送が完了
したら計算サイクルを開始させることである。

フリツプフロツプ３０４が計算サイクルの開始
時にセツトされると、出力状態Ｑ＝“１”はエツ
ジ検出回路３０５によつてリセツトとラベルされ
た信号パルスに変換される。このリセツト信号は
カウンタ３０２，１９，３０３および３２２を初
期設定するのに用いられる。このリセツト信号は
また加算器−アキユムレータ１０５を初期設定す
るのにも用いられる。

フリツプフロツプ３０４の出力状態Ｑ＝“１”
はゲート３０１をして主クロツク１５からクロツ
クタイミングパルスを転送させ、カウンタ３０
２，１９および３０３を増分させる。

カウンタ３０３はモジユロ３２をカウントする
ように実施される。このカウンタの内容がそのモ
ジユロカウンテイング動作の故にリセツトされる
度毎に、高調波カウンタ２０のカウント状態を増
分させるのに用いられるINCR信号が発生する。

スイツチＳ１が第１演算モード用にセツトされ
ると、カウンタ３０２は主クロツクパルスモジユ
ロＰ×Ｈ＝64×32＝2048をカウントする。このカ
ウンタは、もしスイツチＳ１が第２演算モード用
にセツトされると、64×１＝64をカウントする。
Ｐ＝64は主データセツト中のデータ語の数であ
り、一方第２の数Ｈは、２つの演算モードの各々
において高調波カウンタ２０がそれまで増分され
る数である。カウンタ３０２がその選択された最
大カウントに達すると、フリツプフロツプ３０４
をリセツトするのに用いられる信号が発生する。

もし計算サイクルがフリツプフロツプ３０４か
らの状態Ｑ＝“０”によつて示されているように
進行中でなければ、線４１上の転送サイクル要求
はフリツプフロツプ３２０をセツトする。

割当てられた楽音発生器の数は音調検出割当回
路１４から比較器３２１へ転送される。カウンタ
３２２は線４１上の転送サイクル要求によつて増
分される。カウンタ３２２のカウント状態が比較
器３２１に含まれる割当てられた楽音発生器の数
まで増分されると、ラウドネススケーラ１０１を
リセツトする信号が発生する。。これらの信号は
最も近いフリツプフロツプ３２０に丸められる。
フリプフロツプ３２０の状態Ｑ＝＝“０”は新た
な計算サイクルを開始させる。

ラウドネススケーラ１０１は、１組の数又はス
ケールフアクタを記憶するアドレス可能メモリと
して実施することができる。これらの数は、ラウ
ドネス制御信号に応答してアドレスアウトされ、
正弦波関数表２４からの入力値をスケール（基準
化）する、又は乗算する乗数として用いることが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例の概略的なブロツ
ク図である。第２図は非線型変換のグラフであ
る。第３図は出力信号に生じたスペクトル変化の
立体グラフである。第４図は加算可変楽音源の加
算器を具えたシステムの概略的なブロツク図であ
る。第５図は個々の楽音変化制御回路を有するシ
ステムの概略的なブロツク図である。第６図は本
発明の別の実施例の概略的なブロツク図である。
第７図は実行制御回路の詳細を示す概略図であ
る。第８図は発明が適用できる複音シンセサイザ
をブロツク図形式にて示したものである。 第１図において、１１は音響システム、１２は
鍵盤スイツチ、１４は音調検出割当回路、１６は
実行制御回路、１９は語カウンタ、２０は高調波
カウンタ、２１，１０５は加算器−アキユムレー
タ、２２はゲート、２３，２５はメモリアドレス
デコーダ、２４は正弦波関数表、２７は高調波係
数メモリ、２８は乗算器、３３，１０６は加算
器、３４は主レジスタ、３５は音調レジスタ、３
７は音調クロツク、４２はクロツク選択回路、４
７はＤ−Ａ変換器、５５は加算器、１０１はラウ
ドネススケーラ、１０２は変換メモリ、１０３は
２の補数回路、１０４は右シフト回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ オーデイオ波形信号を規定する等間隔に置か
   れたサンプル点の振幅データを計算し、その振幅
   データを発生する楽音のピツチに比例する速度で
   音調レジスタからＤ−Ａ変換器に転送する楽音発
   生器を有する楽器において、 前記複数のサンプル点からなる主データセツト
   を後から読出すために書き込む主レジスタと、 アドレスとしての入力データに対する出力デー
   タが非線形特性となる変換データが記憶された変
   換メモリ手段と、 該変換メモリからの前記変換データを前記主レ
   ジスタに書き込まれる前記主データセツトとする
   ために、前記変換データを前記変換メモリから読
   出すための前記アドレスとしての入力データを発
   生するアドレス手段と、 前記主データセツトのそれぞれの値から前記主
   データセツトの平均値を零平均値にするための値
   を作成する手段と、 該作成された値と前記主レジスタから読み出さ
   れた前記主データセツトのそれぞれの値とを加算
   し、零平均値された主データセツトを作成する加
   算手段と、 該零平均値された主データセツトを前記音調レ
   ジスタへ転送し、前記Ｄ−Ａ変換器より可変スペ
   クトル内容を有する楽音を発生させるための装
   置。